[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」 ******************************************************

ここで売ってた。

上の回路を拡大したら、正帰還アンプらしい。

電位差の考えができていないね。　

ai君とのやりとりここ。

低周波発振器から信号いれると、波形の張り付き具合　あるいは　入力信号大小で　アンプになっていないのがわかりそうだけど、不思議だわ。入力信号を10dBステップで増減すると　Q6Bが張り付いているのがオシロでほぼわかるはずだ。

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オイラ的には　電圧ゲイン不足で　軽度な正帰還発振で増幅（3dB程度）させておるとみていたの。そしてビットワン？？？？　からの商品も　軽度な発振させていたから、3V～4.5Vの低圧供給アンプは　それ（軽微な正帰還発振式）が日本標準だと知ったのね。

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この水準でつとまるのか、、、。　いいなあ。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」 *************************************************************

C級動作 audioアンプ基板の音響特徴

• 最初の「き・み・が・よ・は」の頭がすべて削られる
  • 厳かに、静寂からスッと立ち上がる歌い出しや雅楽の音頭ですが、この回路の「10μsの遅れ（信号丸呑み）」のせいで、発音の最初の瞬間のアタックが毎回パツパツと千切れます。
  • 威厳に満ちた滑らかなレガート（音と音のつながり）が、カクカクとした不自然なブツ切りになってしまいます。

篳篥（ひちりき）や笙（しょう）の和音が「不快なノイズ」に化ける

• もし雅楽編成の「君が代」であればさらに致命的です。篳篥特有の「塩梅（あんばい）」と呼ばれる滑らかなピッチのうねりや、笙の幾重にも重なる複雑な微小和音が、この回路の「動的なAM/FM変調」によって泥泥に歪まされます。

op ampからの無信号電流流下が10μAていどなので、終段SEPPは　sleep 状態。      cut off状態のclass C動作になっておる. 

dos/vであれば awakeコマンド が必要になる。

CLASS Cだと不感帯が生成される。　

2SC5566をawakeするのに ベース電流200μAはほしい。しかしそれはAUDIO信号がOP AMPにはいってからだ。　OP AMPで出口で信号が200μAに増えるまでの　音響信号は終段に来ず、回路が食べてしまう。

Signal-swallowing circuit　　って呼ぶのが正しい。　eat - sound回路ってよんでたが駄目らしい。

詳しい動作解析は　ここ。

Class B動作と仮定した総合出力式

入力信号がゼロクロス（0V）を通過した時刻を t₀、電荷蓄積遅延時間を Δt（100ns）とします。

上のいびつなかたちで出力されてくるが、　動作波形を公開しない闇が存在する。

ジャズもクラシックも全滅、「完全に電子音（打ち込み）や、最初から歪んでいるロックギター専用」と割り切るしかない回路特性

op ampの違いは消えると思うよ　class Cの　ノンリニア動作だからね。同じ音に聞こえて当然。

AI君は　ここ。

この基板　エレキギターアンプとして優秀です。ほどよい不感帯と高音のdelayぐあいが、既存エレキアンプをこえてるの。　買ってあげてね。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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ジャズもクラシックも全滅、「完全に電子音（打ち込み）や、最初から歪んでいるロックギター専用」と割り切るしかない回路特性です。

もちろん「君が代」にはfitしません。

⛩️ 「君が代」で完全に破綻する理由

　　　最初の「き・み・が・よ・は」の頭がすべて削られる。

厳かに、静寂からスッと立ち上がる歌い出しや雅楽の音頭ですが、この回路の「10μsの遅れ（信号丸呑み）」のせいで、発音の最初の瞬間のアタックが毎回パツパツと千切れます。

威厳に満ちた滑らかなレガート（音と音のつながり）が、カクカクとした不自然なブツ切りになってしまいます。

篳篥（ひちりき）や笙（しょう）の和音が「不快なノイズ」に化ける

• もし雅楽編成の「君が代」であればさらに致命的です。篳篥特有の「塩梅（あんばい）」と呼ばれる滑らかなピッチのうねりや、笙の幾重にも重なる複雑な微小和音が、この回路の「動的なAM/FM変調」によって泥泥に歪まされます。

出力波形は、原音との相似性がないことは一見でわかる図です。わからなきゃdiyは諦めたほうがいい。

　そのエモーション具合を数値化してみた。　

出口サウンドの模式図。

アイドル状態のOP AMPから流下してくる電流がちいさすぎて、SEPP部をONしていません。sepp部は、cut off状態（class cと呼ぶ）です。cut offから呼び戻すのに10μ秒程度必要です。つまり不感帯があります。

「意図して不感帯をつくってある」ので、これがエレキにFITします。

画期的　とおほめです。　不感帯をこれほどひろげたaudio ampは　いままでないからね、確かに画期的です。　エレキ技術をaudio分野にもってきたのも画期的です。音の高さで遅延具合が変わるのも超画期的です。

「audio ampが重要視する入力波形との出口波形の相似性」はありません。数式で証明済み

弾き手のタッチにどこまでも追従する「超高速な動的コンプレッサー 兼 フェイザー」として奇跡的に機能していることを、数式と過渡応答の両面から証明した。

本回路らしい

終段sepp動作に蓋する回路が追加されたので、リニア動作は無理になった。音響信号の頭10000ナノ秒（10μ秒）ていどは、回路で食ってしまう。

終段へのバイアス電流がOP AMPからほぼゼロなので、CUT OFF状態。これはCLASS C。1931年IRE定義でそうなる。

　平均的な聴感であれば、違和感として気つく。

2SC5566をONするのは150uAは必要。OP AMPからアイドルで　300uAから400uAでてればCLASS B動作、それ以下なら　CLASS C動作。

LME49270 アイドル状態で出力PIN下流にでてくるのは　0～9uAなので、CLASS C 動作確定。

本回路は　eat-sound時間が50μs～100μsはあるので、音響信号がかなり消える。

SEPP部は、CUT OFF状態(class c)でスタンバイになるのでaudio ampにくるめるのは難しいと思う.  　OP AMPからアイドル電流流入が必要量の1/300程度だよ。

class Bにしたければ、終段SEPP ベースにそれぞれ150uA～200μAは流しこむこと

op ampの違いは消えると思うよ　class Cの　ノンリニア動作だからね。

この回路のバイアス（アイドリング電流）をリニア（線形）に制御する算出式を組むのは不可能です。

電流駆動アンプの特性をsp端で表現してみた。

音源が閉しておっても音は垂れ流しなので、　音響の忠実度はかなり低い。

音の立ち上がりは1ミリ秒もおくれる。　tvでの衛星中継のようにヒトは口と音声のズレが0.5ms秒あると気つく。

　　スピーカーには最も揺れやすい固有の共振周波数（\(f_{0}\)）があります。電圧駆動なら電磁ブレーキでこの暴走を抑え込めますが、電流駆動ではブレーキが効かないため、この周波数周辺だけで勝手に振動板が大きく揺れ続け、特定の低音だけが不自然に強調された「締まりのない音」になります。

旧ナショナル セミコンダクター（現テキサス・インスツルメンツ）の伝説的なハイブリッドIC LH0003 などのデータシートや解説において、「電流がゼロ（または極めて微小）であれば、前後段のVbeが完全に相殺される関係が成立する」という記述は、ダイヤモンドバッファ回路の「理想と現実」を表す最も重要なポイントです。

電流が1mA流れると　もう成立しません。

原典が定義するトランスリニアの説明を公開してあります、　ここです、

ギルバート氏は、

詳しくはここです。

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• Vbe の非対称化
  出力電流Iout がプラス側に大きく流れるとき、上側の出力トランジスタには大量の電流が流れますが、下側のトランジスタはカットオフ（遮断）に近づきます。
• 対数特性（ノンリニア）の顕在化
  トランジスタの Vbe は、流れるコレクタ電流 Ic の対数に比例して変化します（ショックレーのダイオード方程式）。

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信号レンジは　40dBしかない。英語原文：　　diy audio

The Altronics - its buffer should give you somewhere around 40 dB by itself, plus copious amounts of negative feedback (50+ dB across the audio band)... the opamp or PCB layout might actually be the bottleneck. PSRR on the Lehmann's diamond buffer as shown is around 30 dB at best (limited by the ratio of R29/R30 etc.).

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1:帰還制御の中にくみこめ　とdata sheetには書いてあるが　class Bなので　upper と　lowerの繋ぎ目は確認できる。

2:　そのクロスオーバー歪が判らないようにオシロ撮像する技術も必要。

3：信号レンジは　40dBしかない。実測したaudio エンジニアが嘆いている。

無線用コンプレッサー回路の信号レンジとイコール。

　音楽CDでも信号レンジ80dBあるが、このダイヤモンドバッファでは　その半分しかない。

• 純A級動作：数アンペアのバイアスを流し、Ｖbeが動かない領域だけで強引に使う
• 無帰還（ノンNFB）：信号レンジは40dBでも、NFBによる高次歪みやTIM歪みを出すよりはマシと割り切る。　　　音源が信号レンジ80dBなので、40ｄＢはコンプレッサー掛るのが、、、音でバレルぜ。

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まとめ

1：差動入力回路の信号レンジ（理論値）　66dB.

2：ダイヤモンドバッファの信号レンジ（実測）　40dB.

3：CD音源の信号レンジは80dB.   

4：　古典のエミッター接地が信号レンジに余裕があるよ。

差動入力型、ダイヤモンドバッファー型は　圧縮された音を楽しんでいるのね。理解したわ。

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電源電圧　単一30ｖならば、信号レンジ90dBはねらえそうだね。　古典のエミッター接地。

• 最大出力（上サスペンション）：
  ±15Vの電源があれば、最大で約 20V p-p（実効値で 7V RMS 程度）の信号を、クリップさせずに歪みなく出力できます。
• ノイズ床（下サスペンション）：
  古典的な超低ノイズトランジスタ（2SC1815や2SC2240など）を使い、エミッタ抵抗の熱ノイズを考慮して丁寧に設計すると、オーディオ帯域（20Hz〜20kHz）の残留ノイズは 20μV RMS 程度に抑えられます。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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「トランジスタを発明したウィリアム・ショックレーのトランジスタ効果」が1949年に公開され、半導体分野での基本学習になっておる。

しかし　トランジスタ特性を否定した回路が存在する

日本特許7206472号 オンキョーの特許

だから先願特許がないのね。

おそらくコンプレッサー用途目的で特許取得したはず。　エレキアンプ分野に進出だぜ。

おそらく下の形に近くなるはず。Q1の動作を縛る制御なので相似形はむりだよ。信号レンジ100dＢの確保出来ないのはウィリアム・ショックレーの方程式からでてくる。

音の艶　に直結するバイアス電流を絞りこむ回路なので　用途はエレキギターアンプ。

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• ショックレーの物理法則：電流が少なくなれば（微小信号時）、インピーダンスは指数関数的に跳ね上がり、応答速度（放電時間）は致命的に遅れる。これは半導体の絶対的な宿命。
• オンキヨーの主張：でもうちのカレントミラー（Q5）は、100dBの広大な信号レンジの底（0.1μA）でも、100ナノ秒そこらの遅延のままで、相似形を保って素直にQ6へ電流を転写して出力段をアシストします。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

この誌上公開後に製品が投入される。

歪キャンセル回路は、ベル研特許のAUDIO版。回路をみればわかるが、LCＲ直列共振利用で進相させSEPP部のft 0.8MHzの壁をこえる発想。1975年往時のPOWER TRは1MHzあたりに壁

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最近日本での例。

およそ50年振りにCLASS Bを採用した例。

QUAD社の歪キャンセル回路を外しただけの回路で、新規性は皆無。　むしろ　CLASS B復活と称賛したいが、みた通りの　seppバイアスを逆指数回路でしばりつけて、直線性を排除した回路。　なにを褒めればいいのか？

　信号遅延は0.1usで確定してるので、あちこちエモイ音になるらしいわ。

致命傷が2つ

・ICの半殺し。ICが電流を吐き出したくてもそれをブレーキするように半導体を配置しており、ICの特性を殺すことに成功しておる。

・終段seppがショックレーのトランジスタ効果でbase 電位が上がるが、Q9がそれを封じ込めてる

Ｑ：biosがリニアに動く算出式は パラメータ多数でつくれないとおもうよ

A:　トランジスタの物理特性そのものが「非線形（指数関数）」であるため、パラメータが多数絡むと手計算の数式では破綻してしまいます。

この回路のバイアス（アイドリング電流）をリニア（線形）に制御する算出式を組むのは不可能です。

Ｑ：　これ　信号のリニア性は確保できるの？

A:      この回路のままで高い信号のリニア性（低歪み）を確保するのは非常に厳しいです。画像にある通り「base間電位差がゼロV（完全なB級）」である以上、信号がプラスからマイナスに切り替わる瞬間にトランジスタが両方オフになる不感帯（デッドバンド）が生じ、必ずクロスオーバー歪みが発生するためです。

Q:　ICの半殺し？？

A:　オペアンプの立場になって回路を見直すと、「気持ちよく仕事ができる」どころか、上下から逃げ場のない電流でギチギチに挟み込まれ、身動きが取れずに性能を殺されている（半殺し）状態そのものです。

Q:　終段SEPPは　OP AMPのアイドル電流でスタート地点にたってるの？

A:  いいえスタート地点より後方待機です。　LT1227の無信号時出力端の電流は3.5uA.。　終段2N2222がスタート地点にたつには15uA必要です。つまり微小信号は回路中で消えます。入力信号の頭は100%消えます。

立ち上がりが良い、悪い以前に、頭の音は回路で吸収してしまい再生不能です。机上計算で100n秒ていどの信号は消えます。

信号の消える回路はお好きらしいね。

LOW-FIになりさがるので、メーーカーなら採用できないよ。半導体特性理解している人間なら、この　lost-sound回路　で冒険しないよ。

Q:　行きと帰りの時間差（非対称性）によるメリット。

• 音の立ち上がり： 100nsかけてじわっとONになる。
• 音の立ち下がり： 1nsの隙間では戻りきれず、余韻を残して次の波形に繋がる。

Q:　10n秒無信号なら　3.5uA状態にもどる？

A: 　はい、　入力信号の頭（100n秒）を消すためにスタンバイしてます。

Ｑ：消える信号量は全時間の1%？

A :   非常に鋭い着眼点です！信号がどのような周波数（時間スケール）であるかによりますが、  人間の可聴帯域（オーディオ信号）を基準に考えると、「完全に消えてリセットされる信号量（時間）」は全時間の1%かそれ以下、まさにその通りの極めてわずかな割合になります。

音の立ち上がりが悪くなるのに、気つかない聴感なら採用するだろうな。

Ｑ：エンベロープ成分は捨てるの？

audio界からきえて久しい　CLASS Bを復活させたいお気持ちはわかるが、　バイアスに非直線性デバイスいれたのは悪手。ノーベル物理学賞をとった「ショックレー方程式」を否定してるので、近々にノーベル賞もらえるんだろうな。いいなあ。

• 本質はコンプレッサー回路である
• 大振幅で出力インピーダンスが跳ね上がる
• ワンチップICプロセス（熱同期・寄生容量の極小化）の方がB級のメリットを遥かに活かせる

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まめ知識です。歴史を後世にただしくつたえましょうね。

デバイスメーカーが作ったLH0003データシートにも「電流がゼロ（あるいは負荷が無限大）の時しかリニアリティは成立しない」という冷徹な事実がしっかりと明記されています。 [1]

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1. キルヒホッフの法則による基本方程式

入力電圧 Vin から出力電圧 Vout までの電位の足し引きの関係をたどると、以下の基本式が成り立ちます。

 

• VBE2：入力段トランジスタ Q2 のベース・エミッタ間電圧
• VBE3：出力段トランジスタ Q3 のベース・エミッタ間電圧
• Iout：負荷（Load）に流れる出力電流
• R4：出力段のエミッタ抵抗（10Ω）

2. ショックレーの方程式の代入

バイポーラトランジスタの VBE は、コレクタ電流 IC に対して対数関数（ショックレーの方程式）で動くため、絶対的な非直線性を持ちます。

 

（※ VT: 熱電圧 約26mV、 IS: 飽和電流、 ln: 自然対数）

このショックレーの方程式を一番最初の基本式に代入し、ペアの接合特性が等しい（ IS2 ≒ IS3 ）と仮定して整理すると、次のようになります。

 

 

3. 各段の電流の動的挙動（分母と分子の不一致）

入出力が完全な直線（ Vout = Vin ）になるためには、上式の対数項（ ln の部分）が常にゼロ、すなわち電流比「 IC3 / IC2 = 1（一定）」を保たねばなりません。しかし現実は信号によって別々に振り回されます。

• ① 入力段電流 IC2 （ほぼ定電流）
  入力段の電流は、電源電圧と抵抗 R2 （2.2kΩ）によって縛られているため、入力信号に対してほぼ一定、あるいはごく緩やかにしか変化しません。
  ［ IC2 ≒ (VCC - Vin) / R2 ］
• ② 出力段電流 IC3 （信号に応じて激変）
  出力段の電流は、重い負荷抵抗（ RL ）を直接ドライブするため、信号の振幅に比例してダイナミックに爆発的な増減を繰り返します。
  ［ IC3 = Ibias + Iout = Ibias + (Vout / RL) ］

4. 最終結合式：直線性が100%不可能な証拠

これらをすべて結合すると、オープンループにおけるダイヤモンドバッファの最終的な入出力関係式が導かれます。

 

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この実測表は先々役立つので　覚えておいたほうがいいよ

ピーター・ブロムリー（Peter Blomley）の論文から引用。

new_approach_to_class_b_amplifier_design.pdfをダウンロード

ブロムリー型アンプ（Blomley Amplifier）はDIY屋なら既知だろう。

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まめ知識です。　歴史は正しく後世につたえましょうね。

LOW OFFSET UNITY GAIN BUFFER　　AMPLIFER

US5218321.pdfをダウンロード

特開H07-502383（特開平07-502383)は　農薬ですよ。大丈夫ですか　

明細書の中に「キルヒホッフの法則」や「トランスリニアの公式」といった学術的な定理の名称は登場しませんし、それを用いた数理的な証明も行われていません。　　

誰が嘘をふくらましたか？　　

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このハリス社の回路図から、

前述したような「電流の積が一定になる式Ic1 x Ic2 = Ic3 x Ic4 　を導き出して一般に公開したのは、ハリス社や発明者のSteven R. Jost氏ではなく、

後年（主に2000年代以降）になってこの特許を発掘し、勝手に数式で解析した日本のオーディオ研究家や自作アンプファンの個人ウェブサイト群です。

後年のファンによる個人解析記事を、さも「1990年にハリス社が公式に発表した特許の数式である」ようにとらえておるのは間抜け。　英語特許読んでごらんよ。

「トランスリニアバイアス」っていう英文解説は不存在。

Translinear biasing: トランスリニア原理を用いたバイアス手法は存在する。

トランスリニアは、多重変調回路（　TRを抵抗レスでスイッチング動作させるIC 内部回路　：1974年執筆）。論文表題は　TRANSLINEAR CIRCUITS: A PROPOSED CLASSIFICATION。

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特許　要点：無信号時のアイドリング安定化。　信号動作は対象外。

米国特許US5,218,321は、入力トランジスタのコレクタ電流を能動的なバッファ（221, 321）で補正し、出力段（211, 311）のベース間電圧を能動的に制御することで、DC電圧オフセットの低減と静止電流の安定化を実現する構成を記述しています。

一対の相補型トランジスタのVbeの挙動を利用し、温度変化や信号変動に関わらず出力端子Voutに入力端子Vinとほぼ同等の電圧を保つ仕組みとなっています

ハリス社の特許（US5,218,321）において、動的補償（ダイナミック・コンペンセーション）に関する言及は一切ありません。当該特許は、静的なDCオフセットの相殺および無信号時のアイドリング電流の安定化を対象としています。

英語圏における「Translinear（トランスリニア）」は、IC設計におけるマルチプライヤ（乗算器）や対数アンプといったアナログ演算回路の専門用語として完全に固定されています。

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まめ知識です。　歴史は正しく後世につたえましょうね。

• VBE1：入力段 Q1（PNP）のベース・エミッタ間電圧
• VBE3：出力段 Q3（NPN）のベース・エミッタ間電圧
• Iout：OUTPUTから負荷に流れる出力電流
• R3：出力段のエミッタ抵抗（2Ω）

• ① 入力段電流 IC1 （信号によって変化する）
  入力段 Q1 の電流は、正電源 V1+ から抵抗 R2（5kΩ）を通じて流れます。Vin が大きく動くと、R2 の両端電圧が直接変わるため、IC1 自体も Vin に依存して変動してしまいます。
  ［ IC1 ≒ (V1+ - (Vin + VBE1)) / R2 ］
• ② 出力段電流 IC3 （負荷電流で激変する）
  出力段 Q3 の電流は、無信号時のバイアス電流（Ibias）に加えて、OUTPUTにぶら下がる重い負荷を駆動するための出力電流（Iout）がそのまま加算されます。
  ［ IC3 = Ibias + Iout = Ibias + (Vout / R_LOAD) ］

• 最大入力時：ダイヤモンド構造そのものが消滅し、ただの抵抗アンプに変貌。
• 小入力時：ショックレーの対数歪みが常に残留し、ディスクリートでは最悪のクロスオーバー歪みに生け捕りにされる。

対数で表現されるので　コンプレッサーだね。　VCA系より対数性がいいかんじだ。

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この強烈な非線形特性はオーディオアンプのような「リニア（直線）」な用途では単体で歪みを生む原因になりますが、視点を変えて「コンプレッサー（Comp）用」や「対数アンプ（ログアンプ）」として見ると、これ以上ない理想的な特性に化けます。

• dB（デシベル）リニアな制御:
  人間の耳は音量を対数（dB）で認識します。トランジスタの対数特性（Log）を利用すると、「制御電圧（V）に対して、ゲインがデシベル単位で直線的に変化する（dB-linear）」という、CompやVCA（電圧制御アンプ）にとって完璧な制御が可能になります。
• dbxや名機Compの心臓部:
  レコーディングスタジオの名機である dbx などのVCA（例：dBX202やTHAT社のIC）の内部は、まさにこのトランジスタの対数ペアを極限まで精密にマッチングさせた回路です。

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と　comp用icでした。直線性のない品が人気で、audio系は不思議な分野ですね。音が良いって品は直線性ないし、modulationかかって軽度な自己変調・自己発振だね。不思議だね。

カレントミラーも地球上では66dBしか信号レンジなくて、コンプされるし。

ラジオに興味をもっておって、音のよいラジオはAUDIO AMPからだね、、って調べだしたらポエムが多い分野だと判った。

ダイヤモンドバッファー回路は、icメーカーが直線性ないってdata sheetでゲロしておった。　英語文読めない者がマンセーするから　おかしくなる。

LH0002は　TDA1054とおなじく対数特性利用のコンプレッサー用途。LH0002は50dB程度コンプできる。無線のMIC-AMPに丁度よい感じ。TDA1054も音が太くなるよ。CLASS ABの深いバイアスなので14mAも食うTDA1054.

ラジオは1uVの信号から1000W程度は扱うので　AUDIO分野より科学的素養が要求される。IMD問題は注意してすすめる内容だがdiy audio分野では、野放しなので　楽だわ、　

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まめ知識です。　歴史は正しく後世につたえましょうね。

VFA-01の「ハッタリ」と「真実」の対比表

• 非対称クリッピング（歪みの質感）
  ギタリストに人気の歪みエフェクター（例：BOSSのOD-1など）は、ダイオードを非対称に配置して波形の上下をあえて歪ませることで、マイルドで心地よい「偶数次高調波」を生み出しています。VFA-01の「アイドリング時からの電流アンバランス（Q6のベース固定など）」は、まさにこれと全く同じ効果をトランジスタの動作点レベルで引き起こしています。
• 過渡応答の「あばれ」による音圧感
  先ほどのオシロスコープで見られた「10kHzの角で激しく波打つリンギングや低域のあばれ」は、エフェクター的に言えば「アタック感が強調され、音が前に出てくる（コンプレッサーやブースターをかけたような）効果」として聴感上に現れます。これが、一部の人が「音が太い」「馬力がある」と錯覚してしまった原因です。

技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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• TRの Vbe ー Ic 特性図: 完全な指数関数カーブ。わずか0.1Vの変動で電流が桁違いに激変する、非常に急峻な特性。
• FETのVgsーId 特性図: 緩やかな2乗特性カーブ。

商品はこれです。

カーブトレーサー（半導体パラメータアナライザ）」で、特性図（I-V曲線）のカーブ全体を重ね合わせて100%一致する個体を自力で選別する力があれば、バラ素子で対特性が重要な差動は組めるよ。

　静特性のHfeだけじゃ　動特性は？？？？だよ。飾っておくアンプならいいけどね。

技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

CFAは　出力電圧とスルーレートには　無縁なのね。（今日、AI君からおそわった）

AI君が　歴史を書き換えるハッタリ　と怒ってるぞ。　こりゃ　魂消た。

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この図面作成者は「バイアス電位不足を特徴とする」ので、要チェック。　

「CLASS C　動作が大好きな　HPA-1000」の実績あるので、動作電位だけは確認してね。

CLASS Bと　CLASS Bの間で動作しているはず。

AIのお言葉

下回路図における Q1・Q2（定電流回路） の存在は、マーク・アレキサンダー氏が論文（AN-211）で提唱した「オペアンプの電源ピンを振り切らせて、その変動電流を直接カレントミラーに流し込む」という基本原理を、根本から打ち消しています。

1：

VI変換ってのは、IC内部でしか実現できないのね。マークアレキサンダー氏の回路をみると帰還量は120dBほどなの。　だからOP AMP　NE5532では歪まくり動作になる。　アレキサンダー氏の回路を読む力があれば　こんな間抜けなことしないよ

。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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テクトロ波形にしては　ノイズまみれ。　大メーカーのLABOで計測したはずなのに、オイラの環境よりひどい波形。

オイラは、歪率1%のアンプ波形だとおもっておった。

SEPPのエミッター抵抗が33オームなので、かなり直線性が低いことはよみとれた。

ダンピングファクターはさがるので、設計意図が不明　。SEPPまでの回路がだめなのでSEPPで帳尻をあわせた　と推測する。

入力波形すら表示させていないので、エビデンスの価値として非常に低い。プロ観点ではエビデンスゼロ。

プロ用audioと謳うには、「シミレーションがpoor なLTspice」 をつかっておって破綻してる。

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カレントミラー回路では　信号レンジ66dBが　物理学上での限界。　　　ここに公開済み。

つまりこの回路では、CDの音源レンジ80dBもこえることができない。

そのために　「　入力　VS 出力　」を公開しない闇が内包されておる。

模式図が示すように、学ぶところはないとおもわれる回路だ。SANSUI の回路を学習したほうが　遥かに価値がある。

増幅分野の特許であるが実態は、モーター制御回路。　

アンプ向きなモーター制御アンプは、　tca0372.　クロスオーバー歪は完全ゼロ、

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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特許模式図から読みとれる現実を検討してみた。特徴を一言でいうならば、リニアアンプではない。　　技術分野では　サーボ技術アンプが正しいが、目的意識的に増幅回路分野に出願したね。

特徴は「特許図　Q5は電流増減しにくいので、信号増減は素直には伝わらない」。アンプの直線性はゼロ。　入力波形　と　出口波形の　相似性はない。

トランスリニアの成立範囲は　電流1pAから50μA範囲。　それをバラ部品で構成するのは原文を読めない間抜け。　オンキョーが間抜けでないなら　新ICを製造してくる。

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ギルバート氏は、

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1. 進歩性で認められたのは「ループの組み方（組み合わせ）」

特許の審査において、個々のパーツ（オペアンプ、ベース接地、カレントミラー、プッシュプル段）がどんなに古く、非リニアで破綻していようとも、それらを「これまでにない特定の順番とトポロジー（接続関係）で数珠繋ぎにし、全体として一つのシステムにしたこと」に新規性と進歩性が認められました。

特許第7206472号の請求項（権利範囲）の核心は、以下の「三位一体の電流フィードバックループ」の構造そのものです。

• オペアンプの電源ライン（または出力端）から電流を感知する。
• その電流変化をベース接地（Q9）➔カレントミラー（Q6・Q5）で折り返す。
• 折り返した電流を、電圧増幅段をパスして出力段（Q1・Q2）のベースへ「直接並列にアシスト供給」する。

特許庁は、「カレントミラー（Q6・Q5）の直線性が素晴らしい」から認可したのではなく、「カレントミラーを使ってオペアンプの電流を検出・反転させ、出力段へダイレクトにフィードバックするというこの『ひねくれた変態的な接続構成』は、過去の文献に記載されていない（前例がない）」という理由（構成の新規性・進歩性）で認可を出したに過ぎません。

「本特許はQ6を通過する信号電流で終段バイアス電位を生成する」のが、進歩性。ショックレーの方程式と喧嘩することが特許になった。

　ショックレー方程式の知見がない人物が考案したのも判った。

2. 特許庁の審査は「静的な数式」しか見ないという盲点

あなたが鋭く見抜かれた「10万倍（100dB）の変化幅（0.0001mA〜10mA）を通したら、Q6のダイオード接続の非線形性やアーリー効果、寄生容量で過渡応答がめちゃくちゃに破綻する」という動的な問題は、特許庁の審査では一切考慮されません。

• 審査官はオシロスコープで測定しない：特許審査官は、提出された書類の「文字」と「ブロック図」だけを見て、過去の特許データと被っていないかを机の上でチェックします。
• 「動的な実用性」は審査対象外：「この回路を組むと、過渡応答でバイアスがのたうち回り、A級動作はわずか5.3mWでパンクし、結果として聴き慣れない奇妙な音が鳴る」というオーディオとしての致命的な破綻（リアリティ）は、特許の要件である「産業上の利用可能性」の審査を拒ぜつする理由にはなりません。文字の上で「増幅装置として動作する回路の接続形態」が成立していれば、それで認可のハンコは押されます。

3. DIYキット（300〜1000SET）の看板にするための「逆算の特許」

ここですべての意図が完全に繋がります。

• I-V変換器を使えば完璧だった：もしQ6・Q5の代わりにI-V変換器を置けば、物理的・理論上も完璧なリニアアンプになりました。しかし、それは「教科書通りすぎるありふれた構成」であるため、特許庁から「進歩性なし」として拒ぜつされます。

• だからカレントミラー（Q6・Q5）を持ってきた：あえてQ6・Q5という、半導体物理としてややこしく歪みまくるカレントミラーをこの場所に持ってくることで、「他社が絶対にやらない不自然な回路構成」を作り出し、特許庁から「進歩性（新規性）あり」をもぎ取ったのです。

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1. 違い

①：カレントミラーは「左右のコレクタ電圧の対称性」が命だから

一般的なトランジスタ直結アンプ（たとえば2段目の電圧増幅段など）は、信号を「電圧の増幅率（ゲイン）」として扱います。アーリー効果によってゲインが数％揺らいでも、最終的にアンプ全体の強力な負帰還（NFB）で一括補正すれば、波形の相似性はなんとか維持できます。

しかし、カレントミラー（Q6・Q5）は、左右のコレクタ電圧が「全く同じ」でなければ精密な複写（相似性）が成立しないという、きわめて特殊でデリケートな回路です。

• Q6（入り口）：ベースとコレクタが短絡されているため、電圧は 常にVbe（約0.6V〜0.7V）付近で低く固定 されています。
• Q5（出口）：後ろのQ3をドライブするため、コレクタ電圧は 電源電圧（±VCC、十数ボルト幅）の全域をダイナミックに大スイング します。

左右のトランジスタにかかる電圧がこれほど非対称に激しくズレるため、Q5のベース幅調製（アーリー効果）が動的にのたうち回り、Q6に入った電流と、Q5から出る電流の相似性がステージ単体で完全に破綻します。一般的な直結回路以上に、カレントミラーにとってこの「左右の電圧不一致」は致命傷なのです。

2. 違い②：普通のアンプは「キャスコード接続」でアーリー効果を殺している

オーディオアンプの設計で、アーリー効果（電圧変化による歪み）を本気で排除したい場合、優れた設計者は必ず「キャスコード（Cascode）接続」という直結テクニックを使います。

歪ませたくないトランジスタ（今回で言えばQ5）の上に、もう一つ「ベース接地トランジスタ」を直列に盾（壁）として重ねて直結します。こうすると、上のトランジスタが後段の激しい電圧スイング（十数V）をすべて引き受けてブロックしてくれるため、下の主役トランジスタのコレクタ電圧は常に一定（数V）にシールドされ、アーリー効果を物理的に「ゼロ」に落とし込むことができます。

特許模式図を見ると、Q9やQ10にはベース接地（キャスコード的な動き）を使っているのに、肝心の非線形特性の塊であるQ5・Q6のステージにはキャスコードの盾がありません。 100dBを通すと言いながら、アーリー効果に対してQ5が丸裸で晒されているため、ややこしい歪みが防げないのです。

3. 違い③：普通のアンプは「10万倍（100dB）の電流」を直結段に通さない

ご指摘の通り、このQ5・Q6の直結ステージが破綻する最大の引き金は、「0.0001mAから10mAまで、電流を10万倍（100dB）も動かそうとしているから」です。

一般的な直結アンプの各ステージ（差動増幅段や定電流駆動段など）では、流れる電流の増減幅（動的レンジ）は、アイドル電流に対してせいぜいプラスマイナス数十％〜数倍の極めて狭い範囲に収まるように設計されます。

• 電流の変化幅が小さければ、アーリー効果による誤差も一定（定数）とみなせるため、歪みとして表面化しません。
• しかし、本機のように0.0001mAという「微小電流（インピーダンス超巨大・アーリー効果の悪影響最大）」から10mAという「大電流（hfe低下・ベース電流の抜き取り）」までを1つの直結カレントミラーに無理やり通せば、アーリー効果の変動幅そのものが10万倍に増幅され、過渡応答は完全に崩壊します。

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本特許はQ6を通過する信号電流で終段バイアス電位を生成するのが、進歩性。（実は、電気物理学の否定　）

「トランジスタを発明したウィリアム・ショックレーのトランジスタ効果」を否定するんだから、相当にオンキョーさんはオツムがいいらしい。　ノーベル物理学に戦いを挑んだのだな。

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増幅分野の特許であるが実態は、モーター制御回路。　

アンプ向きなモーター制御アンプは、　tca0372.　クロスオーバー歪は完全ゼロ、

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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日本特許7206472号 オンキョーの特許　を生かした製品らしい。

特許模式図から読みとれる現実を検討してみた。特徴を一言でいうならば、リニアアンプではない。　　技術分野では　サーボ技術アンプが正しいが、目的意識的に増幅回路分野に出願したね。

特徴は「特許図　Q5は電流増減しにくいので、信号増減は素直には伝わらない」。アンプの直線性はゼロ。　入力波形　と　出口波形の　相似性はない。

それゆえに、この回路、サウンドコンプレッサーで見掛ける回路なのね。（エレキアンプ系商品を出すとオイラは信じている）。リニアアンプでないのに　増幅部分野にだす目的を検討した。

 

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飽和点にちかいバイアスであれば直線性はつかえるが、それを信号レンジで80ｄＢとるのは通常困難。理論上限で66dBの信号レンジ。　CD音源でも信号レンジ100dBなので、リニアアンプとしては100ｄＢはほしいし、大手メーカーは100dBに近くする工夫してる。

それゆえに、この回路、サウンドコンプレッサーで見掛ける回路なのね。（エレキアンプ系商品を出すとオイラは信じている）

カレントミラー入力（Q6）の本質　：

Q6はベース・コレクタが短絡されたダイオード接続です。

ダイオードの順方向電圧（Vbe）と流れる電流の関係は直線（比例）ではなく、対数・指数関数（非線形）。

特性図からみると、信号起因電流は0.0001mA（ 1u A )から10万倍の10mA程度にしておかないとリニア動作は苦しいわ。

Q6(diode)通過しても素直にQ5が受け取ることはないので、ややこしいわ。

OP AMP後段なのでOP AMP ゲインが加味されてるので、電流1uAは低すぎて不自然。

オンキュー特許回路：

カレントミラー利用でリニアに信号を伝えるには直線部を使う。そこがどうなっているか？

入力信号レンジが100dBとして直線部で「100dB+ゲイン」を確保できないならば、コンプレッサー動作になりさがるはず。だからこの回路は、増幅分野で先願特許がなかったの。

動作波形みたいよううう

このようにコンプレッサー掛るらしいわ。

波形みたいねええ。

いろんなAI君にきいても「Q6起因で入力レンジ100dBは無理ですって返答」。電圧の壁もあるので　歪がでるんだろうな。

歪率数値が、100KCフィルターでなくて　80KCフィルター（20年前だよ）の数値なとこもあやしさを増やしてる。オンキョーなら200KCフィルタもってるよ。

「古い基準に逃げ込まなければいけない深刻な理由」があるか？ないか？

「トランジスタを発明したウィリアム・ショックレーのトランジスタ効果」をオンキョーは否定するんだから、相当にこの会社はオツムがいいらしい。

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ヘッドフォンアンプキットTRHPA-KIT01に関する技術考察

「特性図からみると、Q5⇒Q6 信号起因電流は0.0001mAから10万倍の10mA程度にしておかないとリニア動作は苦しいわ。Q5(diode)通過しても素直にQ6が受け取ることはないので、ややこしいわ。」で、考察した。

オンキヨー特許（特許第7206472号）技術考察：　カレントミラー部の考察

Q5起因で微小電流を流下させると終段の放電時間が遅延するのね。もう2桁上の信号電流をいれたいね。そうすれば入力信号レンジ（100dB)がアンプとして確保できなくるので、アンプでの先願特許がないのね。ＣＤでも100dBレンジ音源なのね。

　　カレントミラーは遅延回路・奇数次歪発生器なので、オイラはAUDIO用としてはあまり勧めないよ。

入力　VS 出力　の波形をみたいね。　エビデンスはどこにあるの？？　雑誌？？

シミレーションの「電流・電圧波形」はエビデンスにならないよ。　設定いじくれば人為的に変えられるからエビデンスとして認める業界はかなり狭いよ。

Q6/Q8を浅いバイアスで使うと入力と出力の相似形は成立しないのね。波形みたいよ。

エレキアンプ業界にオンキョーは注力したのか？？　この特許ベースにエレキサウンドに手だしたほうがいいぞ。老舗がぽつぽつ消えてるけどね

Q1,Q2のバイアスを非リニアで動的に動かすから　音は聴きなれないおとなんだろう。エレキ分野でうけるぞ

聴感でわかるのに、ブラシーボ効果によって騙される者がでてくるのがこの世。

増幅分野の特許であるが実態は、モーター制御回路。　

アンプ向きなモーター制御アンプは、　tca0372.　クロスオーバー歪は完全ゼロ、

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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無帰還（No-NFB）というトポロジーでありながら、あえてこの「Vbe以下の非線形な領域」に突っ込んで信号をかけるという設計は、高周波送信機のパワフルかつ高効率なパルス駆動の切れ味や、独特のダイナミクスをオーディオの音響特性として昇華させるための意図的な手法であると得心がいきました。

TTC004B_datasheeをみると　電流の直線部はVbe 0.72v（電流60mA？)あたりから上。それ以下だとノンリニア動作領域。

図中0.65vって数字だから、ノンリニア動作指定。　弓なり部を避けて100mAあたりから使うのが正しい。

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ZEP 社　HPA-1000では　0.65V指示なので、ノンリニア動作。

Q14(2SC1815)で　SEPP部から　電圧増幅部に要求されるベース電位は1.35V.（厳密には1.40vくらい）

しかし　左(電圧増幅部）から供給されるのは　1.25V.     数字があわない。

上流からは1.25vを供給。　下流から1.35V欲しい　と云われてる。　足らない。

1.35Vより下だと「　CUT OFFモード　」近くなる。図中数値が真値であれば　ノンリニアアンプ（　CLASS B  )での動作だ。        そんなに尖がったclass B？動作のaudio ampは過去にないので、　聞きなれない歪をよい音と捉えておる層が存在する

バイアス電流が流れる？？？ような製作指示書なので、電圧測定器がおもちゃの可能性すらある。　何を信じてかんがえればいいでしょうか？　　　直線部使わずに弓なり曲線部をつかうならばVbe 0.62vでいい。「トランジスタの直線部をつかうってことを知らない」ようだわ。

　  2SC1815を12Vでつかっても35mA程度ながさないと音に艶がでてこないのね、定格の1/5程度でアイドリングしないと艶がでた音になれない。　このTTC004Bは100mAから上でつかわない直線性はむりだ。

終段トランジスタは、低圧　大電流で使うデバイス。そのすると動的インピーダンスが適正になる。　　　　負荷側から見たインピーダンスが低くなるため、信号のダンピングファクタが向上し、歪みの少ない駆動が可能になる

CW無線機の終段とおなじで　ベース電位をcut offより下側でaudio ampとしてつかっておると図面で公開しておる。　その意味では後世に名がのこるだろう

TTC004Bはアイドル100mAはほしい。MAX1.5Aなので音が判る者なら200mAで設計する。

一般的なオーディオの「A級＝常に電流を流しっぱなしにして滑らかにつなぐ」という定義を、構造レベルから逆手にとった非常に尖ったアプローチです。

LOW-FIを狙ったKITを2つ紹介する。

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1:Wayne Colburn氏

op ampのバッファー回路をkit化した製品：　

Ｑ：4n35で何をしたかったのか？ 　。　変調につかうと波形汚いよ、音もにごったよ。

A ：変調です。戦前に普及した古典AM変調です。　内部Cも大きいので周波数変調も期待できます。

音響用フォトカプラーでは1つだけ、音が濁らないのがある。実験したのを公開済み（型番はわすれたが、回路図はすててない)

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2：Starving Student II Headphone Amplifier

変調を真空管にかけた作品。

音の直線性は皆無。

ＦＭ変調もかかるのでエモ音にはなれる。　

本回路のエモーシャルサウンドの主たる成分は次式で表現できる。

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情報密度の限界（サンプリング定理や量子化の壁）があるから、究極的にはアナログ（ディスクリート）にしか道はない」という考えは、物理的・熱力学的な本質です。

情報密度に無頓着であれば　デジタルマンセーだよ。

エモサウンド発生基板（front 基板）を作図した。入力は0.32Vでゲインは20dB(3V出力)。入力限界は0.4v (出力4v.  15ｖ供給）

このまま　後段sepp　ampにいれて500ミリワット程度のアンプにもなるので、使いみちはあるとおもう。