RADIO KITS IN JA　

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🧭 サミングノードとの対応

Alexander の FIG14 でいう

• low impedance current summing node

に相当する場所は、本来

• 反転入力に相当する一点に
• 入力信号側とフィードバック側の電流が「合流する」ノード

ですが、ALX‑03 では

• IN1〜IN3 周辺が複数ノードに分かれており
• そこに戻ってきているのは、SEPP出力の電圧を分圧した信号

なので、Alexander が強調した「電流サミングノード」というよりは
一般的なオペアンプの「電圧帰還サミングノード」に近い挙動になっています。

🧩 もう一度図を言い換えると

audio系のアンプは　入力信号（電圧変化）をもらって、増幅させて出力する。　その時の供給エネルギーに対しての出口エネルギーが、効率（能率）として表現させる。　音に変換する際の効率はsp特性に依存するが、半導体sepp総合効率としては10%から15%くらい。　ぺるけ氏のsiteで公開されている電流、電圧、出口8オームでの電圧をさらっと計算すると　sepp タイプで20%は超えない。

定電流回路で　駆動電流を絞る回路例と、　最大動作電流を見越した回路例の2通りがある。デバイスの駆動電流をしぼった回路は、コンプレッサー系動作になる。

最大動作電流を見越した回路にする場合、能動デバイスが消費してくれないとややこしくなる。小信号では最大電流消費しないので、デバイスはCLASS A動作させて、信号増減による電流変化はアイドリング電流より小さいものにするのが設計思想上では安全だ。　CLASS Aでも100μ秒単位では電流値が信号大小で変化する。　

ヒトの耳は100μ秒の遅れも違和感としてとらえるので、100μ秒での電流変化影響がわからないようにするのが回路屋。どこを妥協点にするか？　が設計屋の腕のみせどころ。

アイドル電流の10%から15%にするのがCLASS Aらしい。

費用、効率、音、熱　と、、雑多なメモ。

アレキサンダー氏(PMI社員）はCFAで有名である。その元回路は、OP AMPの消費電流2mA.  それにQ1で制限かけるのでOP AMPからの出力がない動作点に合わせるトリマーがある。

ALX-03は電圧帰還制御なので　CFAとは思想が違う。

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AIから

差動対の場合

完全に理想的な条件を仮定すると

• 入力差電圧が 0
• 2つのトランジスタの特性が完全に一致
• 温度も完全に同一

という状態なら、理想的には片側に電流が寄らず、ちょうど半分ずつ流れます。

しかし現実には、差動対は常に次の要因で「どちらかに寄る方向の力」が働きます。

• Vbe のわずかな不一致
• β の違い
• 温度差
• 入力オフセット電圧
• 抵抗値や配線のばらつき

そのため、たとえ信号が 0 でも、テール電流 Itail は「きっちり半分ずつ」にはならず、
ごくわずかにどちらか一方に寄るのが普通です。

カレントミラー負荷の差動では

片側のコレクタ電流をミラーでコピーして、もう一方に引き込む
そのコピー電流も、元の側の電流に応じて変化する

ので、単純な「抵抗負荷差動」と比べると挙動は少し違いますが、

テール電流 Itail 自体は、差動入力によって「どちら側にどれだけ流れるか」が変化する
差電圧が大きくなれば、やはり「ほぼ片側に寄る」状態まで行きつく

という意味では、“片側に電流が寄る現象そのものは、ミラー構成でも確実に存在する”と考えて差し支えないです。

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差動対の基本式（指数関数モデル）

エミッタ共通でテール電流を Itail とし、左右のコレクタ電流を I1, I2、ベース間の差電圧を ΔV = Vb1 − Vb2 とします。
シリコンBJTで、温度電圧を Vt（約 26mV＠室温）とすると、よく使われる近似は:
電流の分配

I1 = Itail · 1 / [1 + exp(−ΔV / Vt)]
I2 = Itail · 1 / [1 + exp(+ΔV / Vt)]

同じことをハイパボリック関数で書くと

I1 = Itail · ½ · [1 + tanh(ΔV / (2Vt))]
I2 = Itail · ½ · [1 − tanh(ΔV / (2Vt))]

ここから読み取れること

ΔV = 0 なら
→ tanh(0) = 0 なので I1 = I2 = Itail / 2
|ΔV| が Vt より十分大きくなると
I1 ≈ Itail, I2 ≈ 0 という「片側にほぼ全部寄る」状態になります。

つまり、

理想モデルでも、「差電圧が大きくなれば片側に電流が寄り切る」ことが数式で明示されている

• 「実用上ほぼ片側」
  → 差電圧が、およそ ±100mV 以上
• 「完全に片側だけと見なしてよいレベル」
  → ±150mV 以上

というくらいを目安にしておくと、直感と数式がだいたい一致します。

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テール電流5mA時、差電圧30mVであれば、

• 片側のトランジスタ：
  約 0.76 × 5mA ≒ 3.8mA
• もう片側のトランジスタ：
  約 0.24 × 5mA ≒ 1.2mA

本当？？　との思い。

この考えでいくと差電圧が1Vになるように受けると片側は　お仕事してない。

• 差電圧 1V は、熱電圧 26mV の約 40倍近いオーダーなので、理論式上は tanh がほぼ 1 になります。
• テール電流 Itail は、ほぼ完全に片側のトランジスタに流れ、もう片側はほぼカットオフです。
• 差動対として見れば「片側オン・片側オフ」の状態なので、実質スイッチング動作とみなしてよいです。

最大動作電流を見越した回路にする場合、能動デバイスが消費してくれないとややこしくなる

という感覚をベースにまとめると、設計としては次の優先順位になります。

1. まずは
   「想定する信号領域のほとんどを、能動デバイスが CLASS A 的に食べる」ように
   アイドル電流やテール定電流を決める。
2. それでも「信号ゼロ付近やオフセットでどうしても余る分」については、
   差動や VAS のテール側・負荷側に
   「常時数％〜数十％を捨てるための逃がし経路（抵抗やダミーデバイス）」を用意する。
3. その結果として、電源や配線から見た電流は
   • ベースラインは「定電流値＋α」でほぼ一定
   • 信号による変動は、その上に乗る微小なリップル
     という扱いやすい形にしておく。

これが、最初に言われていた「CLASS A寄りでアイドル > 信号変化にしておくと安全」という思想と、定電流源の余剰の扱いが一番きれいに噛み合うポイントだと思います。

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と定電流回路の余剰の処理と　差動対の動作がAIからかえってきた。

差動対と定電流のことは、ギルバート氏の論文で1968年に公開されている。

。gilbert.pdfをダウンロード。

　差動対で特性そろえる必要範囲　Vbe=5mV. hfeは10%

https://search.yahoo.co.jp/chat/s/019dd16f-fba4-7926-9c99-ae6a8a435ff5?fr=top_ga1_sa&frtype=search_tablink_aichat&frlogid=6083468d-2575-4acb-9f43-01db320d5449&frvpk=104_1%2C1831_1%2C1818_1%2C1826_2

禁断のヘッドホンアンプ基板を購入したら、1960年代のオペアンプ位相発振器回路とイコールだった。結果発振した。　そこで、設計に対する疑念が生じて、ALX-03を調べた。単にそれだけ。　公開元ネタは　電流がMAX 2.5mA程度のOP AMP。OP AMPが動作を始めたら、Q1から後段に信号が良く。OP AMPからの出力はゼロに絞ってある。　ALX-03はOP AMP 出力も使っている。　思想が違う。

AIのお言葉

下回路図における Q1・Q2（定電流回路） の存在は、マーク・アレキサンダー氏が論文（AN-211）で提唱した「オペアンプの電源ピンを振り切らせて、その変動電流を直接カレントミラーに流し込む」という基本原理を、根本から打ち消しています。

本業はFA機械装置の設計屋です。　人減らしのシステムを考案し装置化するのがお仕事です。

フッ酸を使った洗浄機、　HDDスピンドル洗浄機もお仕事範囲です。有機ELが韓国に行った経緯も聴いてます。

禁断のヘッドホンアンプ基板を購入したら、1960年代のオペアンプ位相発振器回路とイコールだった。結果発振した。　そこで、設計に対する疑念が生じて、ALX-03を調べた。単にそれだけ。結論はALX-03回路が示すように電圧帰還型。LM386の豪華版と呼ぶのが正しい。　電流帰還ではないので詐称である。アレキサンダー氏をADIの社員と紹介しておることも嘘。彼はPM1の社員でAN-211論文を書いてある。　PMI社のIC回路の設計エンジニア。PMIのICを使った回路で論文をかいている

以下、長いけど読んでね。

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AESでの論文：A Current-Feedback Audio Power Amplifierでの闇。

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差動回路の電流をアイドル状態で制限。実動作を始めると定電流回路はIV変換器になる。そこで生じた信号Vを後段につたえてSEPP(CLASS B)増幅する。論文にはCLASS　Bと明言されてる。

終段からの電流帰還（電流大小）を受けるのは元信号側バッファ。電流検出との論文文字。電流のまま突っ込むのが味噌。

アレキサンダー方式のポイント（IV変換器）を理解できたところで、次に進む。アレキサンダー論文は論文内で矛盾が多い。彼はPMI社の半導体設計屋なので電気回路はもうひとつな側面がある。

アキュフーズ社はCFA の理論通りに回路化しておる。

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「アレキサンダー電流帰還パワーアンプ基板 ALX-03」ってのは流通してはいるが、、アレキサンダー氏の考えとは異質なものらしい。アレキサンダー氏の主張するBUFFER AMPと　ミラー回路がない。

「アレキサンダー方式の要である電流＝ゼロになる」ところがALX-03回路にない。これが致命的。電流変化検出部がない。

実は、ALX-03はLM386と同じ電圧帰還制御回路でした。部品を多数配置し偽装させてるが、LM386と思想はおなじ。

アレキサンダー氏が、「　AN-210で 電圧帰還制御 としておる模式図　」(下図）　とALX-03はイコールなんだよね。

結論、ALX-03　はアレキサンダー氏提唱回路とは完全に違う。冠はついているが回路は電圧帰還なので、LM386の高級版のイメージで捉えるのが正しい。

AIの回答

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オイラがみてもLM386と同じ電圧帰還回路なので、AIの回答は正しいね。

U1Bが支配的であり　U1BとU1Aの持ち分は、320：1　.

https://search.yahoo.co.jp/chat/s/019dce0b-acca-77d2-94d2-5986956b7267?fr=top_search_ai_chat_pc_sa&frtype=tpaichat&frlogid=adb02fe4-31f1-4cc6-beb9-c0c22edb954d

電流帰還回路では　仮想グランド　（ゼロボルト）になる結線点が存在する。実測10ミリボルト以下の電圧になるが、アレキサンダー理論ではゼロボルト。この結線点がalx-03にはないので致命的に電流帰還形からはずれる。　

OP AMPの内部NFBは電圧分圧型なので　帰還電流は直に（－）ノードにいれる。

Q1による電流制限が計算値7mA前後になる。アイドル電流のぬいて3mA程度の変化しかできない。入力側からみて40mVも入れると波形がなまるらしいわ。かなりOP AMPは苦しい動作していると思う。　NE5532なので10mAながさないと艶のある音にならない。

アレキサンダー氏は出口電流制限していないので、彼の名前がつくことが不自然。

Q1を止めて、単純抵抗にするか？　NE5532へは±13V電源回路を組むのが安全。この回路でのQ1は真値電流を制限しておるので、ソフトコンプレッサー系の回路でみかけるものだね。