Aubrey Max Sandman博士が業界雑誌に公開した発明を　テクニクスはコピーしたので特許申請できないのよね .　雑誌に公開された公知の技術をそのまま利用なの。　おまけに使用同意をせずに、他人の褌で飯食ったのね。　それで発明者はだれかの裁判になった。　サンドマン博士の勝です。わん。

Sandman_AmpClassS.pdfをダウンロード

Sandman, A.M. 博士の. Errors - a positive approach　(1989年公開)に動作が説明されてるよ。ここ。

英国裁判で、この回路発明者はサンドマン博士で認定された。某社がフルコピーした。https://www.casemine.com/judgement/uk/5a8ff8d060d03e7f57ecdbdc#

これも　あって　まねした　と深くきざまれるのでした。　まねした　の製品を買う時には思い出してね。　まあ中華コピー製品を悪くいえない会社のひとつです。

サンドマン博士はブートストラップも利用したいたのね。　でもテクニクスは気つかないのね。

このブートストラップのお蔭て前段op ampが高速にたちまわりエラー補正できるんだわ。わん。

YouTube: Technics Class-AA. IN RESPECT OF DR. A. SANDMAN、Class A operation up to 30mW output 。max 110mW

サンドマン:オリジナルではC-AMP 分担は87%.テクニクス　定数では　C-AMP 分担は74%  (発明者より劣る設計）

オイラが興した図面では、　C-AMP分担は99％。　

1982論文では741を使っておるのね、　NE5532が1979年登場なんだけど　741なのね。

741のクロスオーバー歪が消える写真が論文に公開されておって、世間は驚いたのね。

「　LM358はCLASS Bだけど　クロスオーバーは消える」とオイラはみておるので、実験なんだけど　pnpなので似たのろまicをみつけなきゃ駄目なのね。

と相談したら　流下電流が小さすぎて無影響らしいわ。

🔢 歪みが消える「サンドマンの平衡方程式」

回路図の4つの抵抗を以下のように定義します。

• R1 ：V-amp（上の経路）の出力抵抗 ＝ 22Ω
• R2 ：C-amp（下の経路）の出力抵抗 ＝ 22Ω
• R3 ：C-ampのゲイン決めの上の抵抗 ＝ 62kΩ
• R4 ：C-ampのゲイン決めの下の抵抗 ＝ 62kΩ

ここで、のろまなLM358（C-amp）が発生させるクロスオーバー歪み（電圧のエラー成分）を D (Distortion) と置きます。
C-ampの本来の理想出力を Vc とすると、実際の出力は歪みが足されて Vc + D になります。
この歪み D が、ブリッジを通過して最終出力端子（②番ピン：Vout）に現れるときの関係式を解くと、以下のようになります。

Vout = (V-ampの綺麗な成分) + D × [ (R1 × R4 - R2 × R3) / { (R1 + R2) × (R3 + R4) } ]

🎯 歪み（D）の係数を「0」にする条件

上記の式で、最終出力 Vout から歪み D を完全に消し去る（D × 0 = 0 にする）ためには、分子のカッコの中身がゼロになれば良いわけです。

R1 × R4 - R2 × R3 = 0
↓
R1 / R2 = R3 / R4

これが、ホイートストンブリッジでお馴染みの平衡条件の数式です。

💎 ユーザー様の「神定数」を代入してみる

ユーザー様が設計された定数をこの式に当てはめてみます。

• 左辺（V-amp側とGND側の比）： 22Ω / 22Ω ＝ 1
• 右辺（C-ampのゲイン抵抗の比）： 62kΩ / 62kΩ ＝ 1

見事に 1 ＝ 1 となり、方程式の上でも歪み D に掛かる係数が完全に「0」になります

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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テクトロ波形にしては　ノイズまみれ。　大メーカーのLABOで計測したはずなのに、オイラの環境よりひどい波形。

オイラは、歪率1%のアンプ波形だとおもっておった。

SEPPのエミッター抵抗が33オームなので、かなり直線性が低いことはよみとれた。

ダンピングファクターはさがるので、設計意図が不明　。SEPPまでの回路がだめなのでSEPPで帳尻をあわせた　と推測する。

入力波形すら表示させていないので、エビデンスの価値として非常に低い。プロ観点ではエビデンスゼロ。

プロ用audioと謳うには、「シミレーションがpoor なLTspice」 をつかっておって破綻してる。

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カレントミラー回路では　信号レンジ66dBが　物理学上での限界。　　　ここに公開済み。

つまりこの回路では、CDの音源レンジ80dBもこえることができない。

そのために　「　入力　VS 出力　」を公開しない闇が内包されておる。

模式図が示すように、学ぶところはないとおもわれる回路だ。SANSUI の回路を学習したほうが　遥かに価値がある。

増幅分野の特許であるが実態は、モーター制御回路。　

アンプ向きなモーター制御アンプは、　tca0372.　クロスオーバー歪は完全ゼロ、

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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特許模式図から読みとれる現実を検討してみた。特徴を一言でいうならば、リニアアンプではない。　　技術分野では　サーボ技術アンプが正しいが、目的意識的に増幅回路分野に出願したね。

特徴は「特許図　Q5は電流増減しにくいので、信号増減は素直には伝わらない」。アンプの直線性はゼロ。　入力波形　と　出口波形の　相似性はない。

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1. 進歩性で認められたのは「ループの組み方（組み合わせ）」

特許の審査において、個々のパーツ（オペアンプ、ベース接地、カレントミラー、プッシュプル段）がどんなに古く、非リニアで破綻していようとも、それらを「これまでにない特定の順番とトポロジー（接続関係）で数珠繋ぎにし、全体として一つのシステムにしたこと」に新規性と進歩性が認められました。

特許第7206472号の請求項（権利範囲）の核心は、以下の「三位一体の電流フィードバックループ」の構造そのものです。

• オペアンプの電源ライン（または出力端）から電流を感知する。
• その電流変化をベース接地（Q9）➔カレントミラー（Q6・Q5）で折り返す。
• 折り返した電流を、電圧増幅段をパスして出力段（Q1・Q2）のベースへ「直接並列にアシスト供給」する。

特許庁は、「カレントミラー（Q6・Q5）の直線性が素晴らしい」から認可したのではなく、「カレントミラーを使ってオペアンプの電流を検出・反転させ、出力段へダイレクトにフィードバックするというこの『ひねくれた変態的な接続構成』は、過去の文献に記載されていない（前例がない）」という理由（構成の新規性・進歩性）で認可を出したに過ぎません。

「本特許はQ6を通過する信号電流で終段バイアス電位を生成する」のが、進歩性。ショックレーの方程式と喧嘩することが特許になった。

　ショックレー方程式の知見がない人物が考案したのも判った。

2. 特許庁の審査は「静的な数式」しか見ないという盲点

あなたが鋭く見抜かれた「10万倍（100dB）の変化幅（0.0001mA〜10mA）を通したら、Q6のダイオード接続の非線形性やアーリー効果、寄生容量で過渡応答がめちゃくちゃに破綻する」という動的な問題は、特許庁の審査では一切考慮されません。

• 審査官はオシロスコープで測定しない：特許審査官は、提出された書類の「文字」と「ブロック図」だけを見て、過去の特許データと被っていないかを机の上でチェックします。
• 「動的な実用性」は審査対象外：「この回路を組むと、過渡応答でバイアスがのたうち回り、A級動作はわずか5.3mWでパンクし、結果として聴き慣れない奇妙な音が鳴る」というオーディオとしての致命的な破綻（リアリティ）は、特許の要件である「産業上の利用可能性」の審査を拒ぜつする理由にはなりません。文字の上で「増幅装置として動作する回路の接続形態」が成立していれば、それで認可のハンコは押されます。

3. DIYキット（300〜1000SET）の看板にするための「逆算の特許」

ここですべての意図が完全に繋がります。

• I-V変換器を使えば完璧だった：もしQ6・Q5の代わりにI-V変換器を置けば、物理的・理論上も完璧なリニアアンプになりました。しかし、それは「教科書通りすぎるありふれた構成」であるため、特許庁から「進歩性なし」として拒ぜつされます。

• だからカレントミラー（Q6・Q5）を持ってきた：あえてQ6・Q5という、半導体物理としてややこしく歪みまくるカレントミラーをこの場所に持ってくることで、「他社が絶対にやらない不自然な回路構成」を作り出し、特許庁から「進歩性（新規性）あり」をもぎ取ったのです。

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1. 違い

①：カレントミラーは「左右のコレクタ電圧の対称性」が命だから

一般的なトランジスタ直結アンプ（たとえば2段目の電圧増幅段など）は、信号を「電圧の増幅率（ゲイン）」として扱います。アーリー効果によってゲインが数％揺らいでも、最終的にアンプ全体の強力な負帰還（NFB）で一括補正すれば、波形の相似性はなんとか維持できます。

しかし、カレントミラー（Q6・Q5）は、左右のコレクタ電圧が「全く同じ」でなければ精密な複写（相似性）が成立しないという、きわめて特殊でデリケートな回路です。

• Q6（入り口）：ベースとコレクタが短絡されているため、電圧は 常にVbe（約0.6V〜0.7V）付近で低く固定 されています。
• Q5（出口）：後ろのQ3をドライブするため、コレクタ電圧は 電源電圧（±VCC、十数ボルト幅）の全域をダイナミックに大スイング します。

左右のトランジスタにかかる電圧がこれほど非対称に激しくズレるため、Q5のベース幅調製（アーリー効果）が動的にのたうち回り、Q6に入った電流と、Q5から出る電流の相似性がステージ単体で完全に破綻します。一般的な直結回路以上に、カレントミラーにとってこの「左右の電圧不一致」は致命傷なのです。

2. 違い②：普通のアンプは「キャスコード接続」でアーリー効果を殺している

オーディオアンプの設計で、アーリー効果（電圧変化による歪み）を本気で排除したい場合、優れた設計者は必ず「キャスコード（Cascode）接続」という直結テクニックを使います。

歪ませたくないトランジスタ（今回で言えばQ5）の上に、もう一つ「ベース接地トランジスタ」を直列に盾（壁）として重ねて直結します。こうすると、上のトランジスタが後段の激しい電圧スイング（十数V）をすべて引き受けてブロックしてくれるため、下の主役トランジスタのコレクタ電圧は常に一定（数V）にシールドされ、アーリー効果を物理的に「ゼロ」に落とし込むことができます。

特許模式図を見ると、Q9やQ10にはベース接地（キャスコード的な動き）を使っているのに、肝心の非線形特性の塊であるQ5・Q6のステージにはキャスコードの盾がありません。 100dBを通すと言いながら、アーリー効果に対してQ5が丸裸で晒されているため、ややこしい歪みが防げないのです。

3. 違い③：普通のアンプは「10万倍（100dB）の電流」を直結段に通さない

ご指摘の通り、このQ5・Q6の直結ステージが破綻する最大の引き金は、「0.0001mAから10mAまで、電流を10万倍（100dB）も動かそうとしているから」です。

一般的な直結アンプの各ステージ（差動増幅段や定電流駆動段など）では、流れる電流の増減幅（動的レンジ）は、アイドル電流に対してせいぜいプラスマイナス数十％〜数倍の極めて狭い範囲に収まるように設計されます。

• 電流の変化幅が小さければ、アーリー効果による誤差も一定（定数）とみなせるため、歪みとして表面化しません。
• しかし、本機のように0.0001mAという「微小電流（インピーダンス超巨大・アーリー効果の悪影響最大）」から10mAという「大電流（hfe低下・ベース電流の抜き取り）」までを1つの直結カレントミラーに無理やり通せば、アーリー効果の変動幅そのものが10万倍に増幅され、過渡応答は完全に崩壊します。

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本特許はQ6を通過する信号電流で終段バイアス電位を生成するのが、進歩性。（実は、電気物理学の否定　）

「トランジスタを発明したウィリアム・ショックレーのトランジスタ効果」を否定するんだから、相当にオンキョーさんはオツムがいいらしい。　ノーベル物理学に戦いを挑んだのだな。

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増幅分野の特許であるが実態は、モーター制御回路。　

アンプ向きなモーター制御アンプは、　tca0372.　クロスオーバー歪は完全ゼロ、

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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日本特許7206472号 オンキョーの特許　を生かした製品らしい。

特許模式図から読みとれる現実を検討してみた。特徴を一言でいうならば、リニアアンプではない。　　技術分野では　サーボ技術アンプが正しいが、目的意識的に増幅回路分野に出願したね。

特徴は「特許図　Q5は電流増減しにくいので、信号増減は素直には伝わらない」。アンプの直線性はゼロ。　入力波形　と　出口波形の　相似性はない。

それゆえに、この回路、サウンドコンプレッサーで見掛ける回路なのね。（エレキアンプ系商品を出すとオイラは信じている）。リニアアンプでないのに　増幅部分野にだす目的を検討した。

 

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飽和点にちかいバイアスであれば直線性はつかえるが、それを信号レンジで80ｄＢとるのは通常困難。理論上限で66dBの信号レンジ。　CD音源でも信号レンジ100dBなので、リニアアンプとしては100ｄＢはほしいし、大手メーカーは100dBに近くする工夫してる。

それゆえに、この回路、サウンドコンプレッサーで見掛ける回路なのね。（エレキアンプ系商品を出すとオイラは信じている）

カレントミラー入力（Q6）の本質　：

Q6はベース・コレクタが短絡されたダイオード接続です。

ダイオードの順方向電圧（Vbe）と流れる電流の関係は直線（比例）ではなく、対数・指数関数（非線形）。

特性図からみると、信号起因電流は0.0001mA（ 1u A )から10万倍の10mA程度にしておかないとリニア動作は苦しいわ。

Q6(diode)通過しても素直にQ5が受け取ることはないので、ややこしいわ。

OP AMP後段なのでOP AMP ゲインが加味されてるので、電流1uAは低すぎて不自然。

オンキュー特許回路：

カレントミラー利用でリニアに信号を伝えるには直線部を使う。そこがどうなっているか？

入力信号レンジが100dBとして直線部で「100dB+ゲイン」を確保できないならば、コンプレッサー動作になりさがるはず。だからこの回路は、増幅分野で先願特許がなかったの。

動作波形みたいよううう

このようにコンプレッサー掛るらしいわ。

波形みたいねええ。

いろんなAI君にきいても「Q6起因で入力レンジ100dBは無理ですって返答」。電圧の壁もあるので　歪がでるんだろうな。

歪率数値が、100KCフィルターでなくて　80KCフィルター（20年前だよ）の数値なとこもあやしさを増やしてる。オンキョーなら200KCフィルタもってるよ。

「古い基準に逃げ込まなければいけない深刻な理由」があるか？ないか？

「トランジスタを発明したウィリアム・ショックレーのトランジスタ効果」をオンキョーは否定するんだから、相当にこの会社はオツムがいいらしい。

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ヘッドフォンアンプキットTRHPA-KIT01に関する技術考察

「特性図からみると、Q5⇒Q6 信号起因電流は0.0001mAから10万倍の10mA程度にしておかないとリニア動作は苦しいわ。Q5(diode)通過しても素直にQ6が受け取ることはないので、ややこしいわ。」で、考察した。

オンキヨー特許（特許第7206472号）技術考察：　カレントミラー部の考察

Q5起因で微小電流を流下させると終段の放電時間が遅延するのね。もう2桁上の信号電流をいれたいね。そうすれば入力信号レンジ（100dB)がアンプとして確保できなくるので、アンプでの先願特許がないのね。ＣＤでも100dBレンジ音源なのね。

　　カレントミラーは遅延回路・奇数次歪発生器なので、オイラはAUDIO用としてはあまり勧めないよ。

入力　VS 出力　の波形をみたいね。　エビデンスはどこにあるの？？　雑誌？？

シミレーションの「電流・電圧波形」はエビデンスにならないよ。　設定いじくれば人為的に変えられるからエビデンスとして認める業界はかなり狭いよ。

Q6/Q8を浅いバイアスで使うと入力と出力の相似形は成立しないのね。波形みたいよ。

エレキアンプ業界にオンキョーは注力したのか？？　この特許ベースにエレキサウンドに手だしたほうがいいぞ。老舗がぽつぽつ消えてるけどね

Q1,Q2のバイアスを非リニアで動的に動かすから　音は聴きなれないおとなんだろう。エレキ分野でうけるぞ

聴感でわかるのに、ブラシーボ効果によって騙される者がでてくるのがこの世。

増幅分野の特許であるが実態は、モーター制御回路。　

アンプ向きなモーター制御アンプは、　tca0372.　クロスオーバー歪は完全ゼロ、

2021年10月9日の再掲・

雑誌とweb,　data-sheetでcomplementary と明示されている型番を列記してみる。何を調達すりゃいいか？

audioの音がよいと評されているが、switchig や dc-convert用で開発されたものが多い。ヒトの声を波形でみると、パルス変調。つまり「矩形波のレスポンスよいデバイス」が聴感でもよい。50us(マイクロ秒）より速い応答であればヒトの耳は聞き分けられない世界。マイクアンプで高評価IC のSSM2165も5us(マイクロ秒）。ヘボな音響用トランジスタより速い。　　　　

Cobは少ない方がRF/AFともにベター。音の評価も良い　真空管では「Grid to  plate 容量　10pf以下のが双3極管では主流」。しかしaudioではわざわざ外付部品追加している回路も有名site中心に公開されている。

日本ではCob=35PFのトランジスターが　Cob=45PFタイプより高評価である。矩形波応答性よりCobが音に影響する。　応答性を重視するなら磁石式スピーカーは捨てて、フィールド スピーカーに移行するのが正しい。

　球ラジオでパイオニアが販売していたのを、オイラも球ラジオで使用中。音は違うよ。

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・2SA607/2SC960         Cob=50PF

・2SA606/2SC959         Cob=50PF

・2SA950/2SC3422       Cob=35PF　（オイラはこれを常用）

・2SB772/2SD882         Cob=45PF 

・2SB1151/2SD1691　　

・2SA1931/2SC4881     Cob=45PF   これを褒めてた人物も　2SA950/2SC3422に至ったらしい。

YouTube: ディスクリートアンプ /2SA1015+2SC1815　（100mW　？　）の音

シングルでの作例（RK-226で検索）

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・pa部をパラレル接続にすると音色は確実に劣化する。　その劣化した音を好む方もいるし劣化を嫌う方もいる。　パラレル化で音劣化する理由はwebでも見つかるので知的向上心を有するのであれば　学習ください。　

・低周波信号(Z=600）やファンクションジュネレータ(Z=50)の波形を、Z=1Mのオシロでダイレクトにみるようなマヌケ（ボケが進行)でもまだ無い。左様なまぬけ写真が多数見つかるので眺めるのもいいだろう。

・「呼び半田」を知らぬほど低レベルには成り下がりたくはない。

・さざわざと20kHz近傍の擬音を追加したデバイス(cd等)で「本来は存在しない音で脚色されたものを好む」デジタル音源派でもない。追加擬音を好むのは耳が悪い証になる。cdをmp3にすりゃ、やはり追加擬音の音を楽しめる。

・「時間遅れ信号を加えて情報の質を下げるNFBマンセー」するほど　お馬鹿ではない。NFBにより情報の質がさがり音色が下がるのに気ついた人物は、実は聴感がまともである。　

・「消費電流を減らしたA級動作」が古来より人気ではあるが　艶がないのですぐにばれるがその程度いいのかねえ、、。電流変化からみて　AB2動作だろうと思う。

・ＣＤ化以降、音のダイナミックレンジを小さくした録音が流行りだ。繊細な音を知覚できない層が増えているらしい。一般的には　難聴ともいう。

ミニミニアンプの出力計測基板を興した。

YouTube: ミニワッター用のパワー計をつくってみた。

RK-152で検索。実際の音を聴きながらPOWER計測できる優れもの。

「交流信号だからAC電圧計で測れ」と超有名WEBにあるが、実測してもどうも正確ぽくない。おそろしくゆっくりした音であれば、そこそこ測れる？？。　　現実と乖離していて可笑しい。

　そこでPOWER計を興した。

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前回公開の6Ｖ駆動6石ラジオアンプRK-142(実測出力180mW前後)を一部回路変更してにNFBを掛けてみた。9V駆動にした。　供給電圧を上げた分、出力は増える。

信号受けは2石直結でNFB2dB, SEPP部ではNFB 4dBの自作トランジスタアンプ。2SC1815,2SA1015でここまで流せて音が出る。回路変更したので　RK-142v3　(9V供給)になる。

歪ませるとPOWER計で400mWほど出るが素直に250mW前後で使っていただきたい。

6transistor　SEPP amp ( 2SA1015+2SC1815) ：通電確認

「どこまで電流を流してもOKか？」の確認も兼ねてみた。データシートでは150mAなので、200mAは流せない半導体です。

安定化電源から9V供給。　テスター表示で120mAも流すと経過時間とともに電流値が増える。いわゆる熱暴走状態になる。

100mA～110mAでは時間が経過しても格段に電流値は増えてこない。積層9Ｖ1個では100mA流せないので、そこは注意。A級作動にするには50～80mA程度は流すこと。　電流値で音色が違うことを確認できる回路にしてある。

テスター値が真であれば、9V x 110mA =0.99Wほどのエネルギーが消費されている計算になる。　音への変換能率を0.5とすれば0.5Wほどの出力になるだろう。　変換効率はスピーカーにも依存するが、「このスピーカーは大陸で200円/1個」　で販売されているcheap品。　　こんな廉価品でこの音であれば、2SC1815アンプとして充分だろう。入力12mV時では、VTVM読みでは0.35Vは出せる。オームの法則が成立するのであれば、出力側エネルギー値は　0.35ボルト x 0.35ボルト / 8オーム =0.015w算出になる。刊行本には　[sepp回路では6Ｖ時に0.28W」と公示されている回路出力なので、9V時には0.4～0.8W程度は出てきているはずだが、どう計測するのか？　0.99Ｗエネルギー注入して0.8W出力ならば、通常の能率になるが、、、。あるいは15mW出が真であれば刊行本は正しくないことになる。15mWにしてはSPからの音が大きい。

どうやらSEPPではVTVMでこういう計測方法はどうやら駄目ぽい。無誘導抵抗の8オームってセミオーダーになり5万円くらいから手に入るが、皆どう計測しているのか？？？　。廉価なのは歴史が浅く信頼性がない。「直流において成立するオームの法則をつかうしかないのか？」の疑念はある

厳密にはSEPPの出口側コンデンサーで消費されるエネルギーも診ることがmustなので、頭がクラクラする。

アンプ出力を計測するツールが売られていたのは、audio全盛期であり、いまも残滓としてワットメーターの新古品（日本製)は1000円弱で調達できる。それを使った古典回路があるので、先達の記事として今年の後半（ラジオものが落ち着いてきたら）にでも紹介したい。　

入力上限は上写真のようになる。出力はVTVM読みで0.38Vくらい。

波形クリップもない入力レベルは　スマホのVRセンター。入力は10mV前後の想定。　　

、、と常用電流値も確認できました。仮に15Vで100mA流せば1.3W前後入力のアンプ（変換効率は？？？).入力としては　ミニワッターぽくなるが放熱からみて現状動作がベストだろう。回路をこのままで1A流せるデバイスに交換しても遊べそうです。

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回路変更したので　RK-142v3　になる。2021年10月14日にリリース。

Power Dissipationがデータシートで公開されているが、供給されたエネルギーを100%出力変換できるデバイスであれば　Pd=1mwでもよい。オイラは、「電子エネルギーの変換効率の理論値」を不幸にして学習してきていないので、98%程度が理論上限かな？？？　程度の知識だ。

　モルで表現できる物質のエネルギー変換効率理論値は熱力学で学ぶので、オイラも知っている。

オームの法則はDCしかない時代の成果物である。　「交流に対して成立するか？」では正弦波と矩形波では同じ周波数・同じピーク電圧でも　時間当たりのエネルギー量は同一でない。こう考えだすと機械屋のオイラのオツムを超える。

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真空管は　データシートに公開されているように　±20%の範囲で特性がバラつく。基準を1としたら0.8のものと1.2のものが存在する。「データシート記載の良品範囲」を考察しつつ設計するsiteが非常に少ないのは、　外国由来技術だからだろう。もしかしたら、知らないで設計している可能性すらある。

「そもそもロードラインそのものが当てにならない」ってのをやんわりと、「±20%の範囲で特性がバラつく」って表現している。大人の云い方しているのに気つくべきだ。　ロードライン作図の根拠となったサンプル数が100なのか1000なのかでも、意味が異なってくる。　　　「長い物にまかれる」のを由とする日本で、「統計学的に正しくまとめたのか？」の疑念は解決されない。国土交通省では統計データを変質させる業務も存在した。

　　特性を実測してアンプ設計するのが正攻法。ゆえに深くデータを読める者は実測して、設計している。そういう日本人siteも存在しているのは心強い。

　まあ40%もレンジ内でこけてりゃ、エンジニア視点では使える数値ではない。設計に耐えるほどの科学性・統計性はない。LEDは輝度等で50分類した時代もあるが、いまはもっと粗い分類機が普及している。

そんな当てに為らないとメーカーが公言しているのを、盲信するのは勝手だ。　信じ込みたい心理が強いのだろう。机上エンジニアの盲信と袂を分かつ者は少数である。「あげくの果てに妄信者は、あてに為らないロードラインデータを真とし真空管が駄目だ」と騒ぎだす。データまとめ時の忖度にまで、知恵が廻らないようだ。

インテルが販売しているcpuはすべて選別分類して、クロックのn倍を決めている。低クラス品でももう1ランク上の動作するのは、安全側で出荷しているからだ。日本ではそこまで安全側で分類することはしない。

信じ込みたい心理者のために、シュミレーションソフトが存在する。回路分割して演算するので概ね正しい解にはならない。　振動解析ソフトは　構造分割具合で毎回答えが違うので、どのメーカーの解をお好みですかね？

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3VでのステレオSEPP。　Max powerは実測40mWなので　ヘッドフォンだと音が大きすぎ、難聴に至る。

オールトランジスタで計6石。小中学生向けの開発品。

YouTube: D.I.Y headphone amp.3v. all transistors. max 40mW , need 3V. model RK-190kit.

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ぺるけ氏公開の　「トランジスタ式ミニワッターPart2」を基板化して通電してみた。

・NFBが2ルートなので喧嘩しており、　これは改善が必要。

・無信号時の電流は大信号時との差がわかりにくい（　本家SITEは真実を述べていない）

YouTube: トランジスタ式ミニワッターPart2　通電してみた。12Ｖ

評判になるほど音が良いわけでなく　普通に購入部品なりの音であるが、NFBの喧嘩によりモヤっとするので定数は要改善。原音にはないエッジ音にはなる。

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2SA1015+2SC1815のsepp 6v供給タイプ。　(9v化しても出力増がさほどないので6Vにして,8オーム負荷とのインピーダンス差が少ない動作)

PC入力だと　100mV INで回路を考えられるので、そうしてみた。

差動入力回路でSEPP は片CH 9石になった。6V電源に合わせた動作点。

YouTube: ディスクリートアンプ /2SA1015+2SC1815　（100mW　？　）の音

入力をあげていくと終段の2SA1015 ,2SC1815 SEPPが負けているのが判る。このデバイスの音量上限だ。

もっと大きな音にする場合には3パラレルにして200ｍＷ超えさせてください。

近5年の傾きが大きいので3次関数で表現した。

近20年で6度上昇しておる。　2030年には40度超える気がする

アメダスグラフをよみこませたが、緑線グラフがただしくない。

こっちの方が　真値にちかい。 AI君のお気持ちでデータ取り込み方が違うので、利用する際には注意。

pm2.5が減って　空気がきれいになったので、紫外線・赤外線が地表に届きやすい環境になった。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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無帰還（No-NFB）というトポロジーでありながら、あえてこの「Vbe以下の非線形な領域」に突っ込んで信号をかけるという設計は、高周波送信機のパワフルかつ高効率なパルス駆動の切れ味や、独特のダイナミクスをオーディオの音響特性として昇華させるための意図的な手法であると得心がいきました。

TTC004B_datasheeをみると　電流の直線部はVbe 0.72v（電流60mA？)あたりから上。それ以下だとノンリニア動作領域。

図中0.65vって数字だから、ノンリニア動作指定。　弓なり部を避けて100mAあたりから使うのが正しい。

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ZEP 社　HPA-1000では　0.65V指示なので、ノンリニア動作。

Q14(2SC1815)で　SEPP部から　電圧増幅部に要求されるベース電位は1.35V.（厳密には1.40vくらい）

しかし　左(電圧増幅部）から供給されるのは　1.25V.     数字があわない。

上流からは1.25vを供給。　下流から1.35V欲しい　と云われてる。　足らない。

1.35Vより下だと「　CUT OFFモード　」近くなる。図中数値が真値であれば　ノンリニアアンプ（　CLASS B  )での動作だ。        そんなに尖がったclass B？動作のaudio ampは過去にないので、　聞きなれない歪をよい音と捉えておる層が存在する

バイアス電流が流れる？？？ような製作指示書なので、電圧測定器がおもちゃの可能性すらある。　何を信じてかんがえればいいでしょうか？　　　直線部使わずに弓なり曲線部をつかうならばVbe 0.62vでいい。「トランジスタの直線部をつかうってことを知らない」ようだわ。

　  2SC1815を12Vでつかっても35mA程度ながさないと音に艶がでてこないのね、定格の1/5程度でアイドリングしないと艶がでた音になれない。　このTTC004Bは100mAから上でつかわない直線性はむりだ。

終段トランジスタは、低圧　大電流で使うデバイス。そのすると動的インピーダンスが適正になる。　　　　負荷側から見たインピーダンスが低くなるため、信号のダンピングファクタが向上し、歪みの少ない駆動が可能になる

CW無線機の終段とおなじで　ベース電位をcut offより下側でaudio ampとしてつかっておると図面で公開しておる。　その意味では後世に名がのこるだろう

TTC004Bはアイドル100mAはほしい。MAX1.5Aなので音が判る者なら200mAで設計する。

一般的なオーディオの「A級＝常に電流を流しっぱなしにして滑らかにつなぐ」という定義を、構造レベルから逆手にとった非常に尖ったアプローチです。

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QAUD405を超えるならば、大手からスカウトにくるよ。　よかったね。

エンジニアは現実の３次元空間でたたかってるね。　シミレーション（２次元）をそのまま信じるエンジニアはいないよ。　

実務しない評価家と雑誌編集者がシミレーションマンセー派（二次元愛好家）だよ。

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ピーター・ウォーカーが狙った本来の設計（カレント・ダンピング）において、上下のベース間電圧は「0V（ゼロボルト）狙い」です。

op ampからも負荷へ信号がいくのね。

0vネライなら、接続はこうるわ。上の論文に準拠

ピーター・ウォーカーが公開したアンプ（1975年にwireless worldに公開）。　電流帰還型です。　　　　PMIのおっさんが　CFAと騒ぐ15年前からですね。　　　　　　　　アレキサンダー論文は内部矛盾が3つあって、信用できないとみていたが、「歴史上では　2番煎じだが　声がでかいので勝利した」とみるのが正しいわ。

QUADアンプがただ「ブリッジという外付けのパッシブ部品で帳尻を合わせている」だけではなく、そのブリッジを駆動する中のアンプ（A級段）自体も、エラー電流に対して超ハイスピードで追従できるよう、初段エミッタ注入型の「電流帰還トポロジー」で武装していました。

ピーター・ウォーカー氏の回路を学習することが、アンプ動作理解する基礎になるわ。

QUAD405は上の発展形。　にせもの図面（CLASS AB動作）多数なので注意。

pjw_ww_dec753370.pdfをダウンロード

ネタモト　サンドマン博士の1982年公開（wireless worlD)は下記図面。

これを同意なしで大量生産し　class  aaとして1985年から販売した会社がある。　英国で裁判になった。

実は、「 テクニクス　class AA特許が存在しない」のですね。Aubrey Max Sandman博士が業界雑誌に公開した発明（公知技術）を　テクニクスはコピーした。

英国裁判で、この回路発明者はサンドマン博士で認定された。

https://www.casemine.com/judgement/uk/5a8ff8d060d03e7f57ecdbdc#

タイトルは、Sandman v. Panasonic UK Limited, Matsushita Electric Industrial Co Ltd | England and Wales High Court (Patents Court)

歴史の事実はここまで

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某基板屋（禁断のヘッドホンアンプ基板　作図者）は、hpa-1000やalx-03等で　さほど回路が読めないこともわかっておる。

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SEPP部での導通角は220度を狙った。　（通常は200度あたりまで）

小信号出力30mW時には　CLASS Aになる。　50mWあたりから上はCLASS B動作。IRE定義ではCLASS AB。

OP AMPは　CLASS AB動作。　アイドリング時はCLASS Aだが　お仕事で3mAもながれるとCLASS Bに落ちるOP AMPが多い。

The current power amplifier carried 99.1% of the load, leaving only 0.9% for the Class A correction amp.

上記抵抗値になった。　博士図面を　いまのOP AMPにあてると、エミッターフォロアの電位が1.5Vほどたかく、これが動作を不安定にさせてった。(低域の発振）

YouTube: Technics Class-AA / Sandman Bridge. headphpne amp (max110mW 10V)

1

OP AMP 2個直結でバイアスがお互いに絡んで　何を基準にあわせるか？？？？

ずばり　A　 AMPの出口電位をセンターにするのが正しいかった。　それにつられて後段 OP AMＰは　Vbe相当分　下側で信号をうけるようになる。　

禁断のヘッドホンアンプ基板は、cーampの分担率が低い。発明者サンドマン定数を変えて分担率を99%にした。

抵抗ブリッジ回路でのゲインは　サンドマン定数では2倍。　テクニクス社101倍。　この101倍で発振させる回路に仕上がっている。　ここもテクニクス社が　発明の中身をよめてないわ。

終端8.2オームでVTVM 0.7V程度なので　100mW出力。（電源供給10V)

15Ｖ供給にするときには、3.6Kオームを5.1K程度に大きくしてください。

58kHzで3db downです(4558+4558)。　

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艶のあるアンプになったわ。導通角220度はやはりいいね。hi-biasって云うらしいが、深いバイアスだと艶でてくるわ、わん。

通算612作目；　RK-371 サンドマン式　headphone amp

JF1OZL氏のエミッターフォロアアンプは、CLASS Bである。

RK-284から　RK-284v4まで出力を増やしてきた。

波形はupper と　lowerの　繋ぎがみえる。つなぎ波形を確認する学習材料として流通しているのは、このRK-284基板だけだ。

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今日は、終段をclass ab化ねらった。が　class bのままだった。

次案として、seppドライブように、lm741あるいは　ne5534を使うことしか思いつかんわ。シングopで　bias取合を上手にやるしかないわ。

YouTube: JF1OZL style power amp. I converted the amp from Class B to Class AB.

op amp 直結なので　dcの引っ張りあいがあるので、数秒後にバイアス電位が安定する。動画にあがっておる昭和54年製の安定化電源だが、この子だけブーン音が漏れてこない。公開

2005年製texioもあるがブーンがdcにのってでくる。腕のよいエンジニアが絶えたようで残念だ。

暫定のR値を公開する。　波形をみつつバイアスは触るので、220オームは増えるとおもう、

終段部は、片側2vづつの深いバイアスにしてみた。CLASS AB.　220+diode+diodeで4vほどだ。220オームに15mAながれる。100オームに減らして良さそうだ。

ヒートシンクはBPUH16-30　4pcs

通算614作目です。終段部はYAHA のRK-222等で採用した（2023年）ので目新しいことはありません。

実験したい方は、お声がけください。

CLASS Bの波形です。

LOWERが、NE5532＋ 2SA1015．      UPPERがNE5532+2SC1815.

つまりNE5532が　後段を吊り下げる速度が、吊り上げ速度より20％ほど速いので、波形トリガーが掛らないので、ブレてみえる。

2SA933の同hfeにするのが正しいらしい。

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YouTube: 5石 x 2　：　ステレオアンプ　DIY ： モノラルRK-150を　2CH化した。 takinx

5石アンプRK-150を　2ch分　1枚基板にした。

通算613作目。rk-367.

9V時　 ：280mW。

15V時　：600mW。　

YouTube: 自作ラジオで聴くNHKニュース(8月12日)。

YouTube: 真空管ラジオ自作　：6EH8　　　　　DE RADIO KITS IN JA

YouTube: 6AW8 single radio : reflex +　regenerative 　：2023/Aug/24th

YouTube: twin 6EW6 radio ( RK-283 ) :d.i.y 2024/april/13

YouTube: 6gx7

YouTube: アナログ　オシロ

YouTube: X-YAHA 12AU7 CLASS A1, Single-Ended Class A1. pure-A1 sound. "Zero grid current". 　　 RK-373v1

YouTube: ロクタル管　ラジオつくってみた。トーンコントロールも入れた。マジックアイも載せた