RADIO KITS IN JA　

The PN2060C Phase Noise Analyzer measures the amplitude, phase noise of high-performance RF sources.

Electrical Specifications: Input Signal Level: 10dBm (max), Input Impedance: 50

Notes & Warnings:　　使い方と注意事項

1) As a digital phase noise analyzer, artifacts can be occurred according to [1, detail]. All the phenomenon reported in [1] can be reproduced with some specific power splitters (3dB/6dB/10dB/active) & filters & attenuators & specific OCXOs. Strange behaviors will be resulted from impedance mismatch & poor isolation & aliasing frequencies. Solution: Series an attenuator, such as 6dB to improve impedance mismatch, and mini-circuits SLP-50+ (Nyquist Filter) can be used to remove aliasing frequencies. Isolation AMPs should be adopted for some OCXOs with poor isolation.

2) Some OCXOs have poor isolation, such as part of the old DATUM 2750013-1 models (not all of them). This can result in significant deviations during measurement. Therefore, the use of isolation amplifiers or attenuators is essential for accurate results. Following is a comparison with/without 6dB attenuator.

1）Zのマッチングは必須（50オーム）、当然　RF反射にも気つかうこと。　もしもAFやるなら反射量もみた方がいい。　これ計算ででる。それも計測すること。　2010年ころから個人で測れる。内部DBMが特性上455KHZから下ではマイナスゲインが大きいはずので、AF精度はでないと思う。JISや中国共産党認定品でないので　真値として信用できるエビデンスがどこにもない。

2）DCを入れるなと開発者のお言葉。　もれ電流の少ない積層セラミック(226や104）で信号を加えること。

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誰の50MHx tx測定の写真なのでしょうか？？？？

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「AUDIO AMP をPN2060Cに接続した写真がない」。日本にはないの。設計者のX含めてて存在しないの。　どうしてですか？？？？

温度補償ない測定器でどうしたいの？　しかも　jis認定でないから　真値かどうか不明。　エンジニアなら怖くて買わないよ。

あっ　USB規格もしらないのをわすれてた。

　まずいとおもうよ。エビデンスが存在しないもの。　　オレは信者じゃないけど、　

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恒温槽のocxo精度確認には5GHz周波数カウンターが必要になるよ。

pn2060は熱安定度のないから　ドンドンずれていくとおもうよ。

何を測っているフリをしたいんだろう？？？？

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オーディオDACを動かすには、「44.1k系（22.5792MHz）/ 48k系（24.576MHz）」のクロックが絶対条件。

これは20ppm製品しか製造されてないよ。　通電の度に、osc周波数で1~2kcかわるよ。　測定時には呼吸しちゃだめだよ　吐息で周波数かわるよ。500万円くらいで48系0.1ppm製品つくってくれるらしいから相談してね。

TCXO  0.1ppm製品。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」。

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キーライト：

画像の左上に 「Keysight E5052B Signal Source Analyzer」 とはっきりとロゴが印字されています。　中古品で1100万円で流通中の画像が、http://innocent-key.com/wordpress/?page_id=5540にあった。

オイラも　HP で計測してると信じてた

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ここからのネタです。魚拓はここ。

• 初回投稿日時：2026年5月15日（金曜日）
• 最終更新日時：2026年5月19日（火曜日） 

ところが、

VHFの5CHあたりで何かをはかったことはわかった。　4ケ月　笑いを振りまておった。

つまり　彼の信者が誰もこの表を理解できないことも自白中。

視認性の悪い画像がはってあって、「測定機はPN2060Cを使用しています」

入力信号レベルは

高周波（RF）の世界における「+10dBm」を、オーディオ機器でお馴染みの「電圧（Vrms）」に換算（50Ω基準）すると、約「0.7V」に相当します。　これを超えると過入力で真値ズレ、小さくても真値ズレ、

ブロック図から、信号は綺麗な矩形波（50％ duty)が必要と公開しておる。角が汚いと測定結果が違ってくる分野。

z=50で測定した証拠写真はない。基準の矩形波発振器も不明。

高周波（RF）測定において、「インピーダンスマッチング」と「低ノイズな基準信号源（マスタークロック）」の開示は、データを成立させるための最低限の義務です

oxcoを基準にして測るのこがこの道具。ただし過入力になるで写真のように　3段attを入れてる。

Notes & Warnings:

1) As a digital phase noise analyzer, artifacts can be occurred according to [1, detail]. All the phenomenon reported in [1] can be reproduced with some specific power splitters (3dB/6dB/10dB/active) & filters & attenuators & specific OCXOs. Strange behaviors will be resulted from impedance mismatch & poor isolation & aliasing frequencies. Solution: Series an attenuator, such as 6dB to improve impedance mismatch, and mini-circuits SLP-50+ (Nyquist Filter) can be used to remove aliasing frequencies. Isolation AMPs should be adopted for some OCXOs with poor isolation.

2) Some OCXOs have poor isolation, such as part of the old DATUM 2750013-1 models (not all of them). This can result in significant deviations during measurement. Therefore, the use of isolation amplifiers or attenuators is essential for accurate results. Following is a comparison with/without 6dB attenuator.

isolationまで要求しておるので、dc印加を嫌っておる可能性たかい。もれ電流の小さいセラコンでしかつかえないぽいぞ

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自前の測定器はPN2060C（中国製の安価なオープンソース系位相ノイズアナライザ：約780ドル）」

RFが測定メイン。　QSL.netで紹介してたので　アマチュア無線用。

133MHzでの動作例が公開されておる。これを133Hzと読んだ？？？

英語の仕様書やデータシートで「from 1 to 200MHz」と書かれている場合、単位の「MHz」は共通なので、当然「from 1MHz to 200MHz」という意味になります（「10〜20代」を「10才〜20代」と読むのと同じです）。

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追加のネタです。

• サンプリング定理（ナイキスト周波数）の限界：
  サンプリングレート 192kHz のDACが物理的に出力できる音声信号の上限（ナイキスト周波数）は、「192kHz ÷ 2 ＝ 96kHz」 です。92kHzの数字は発生してきません
• 92kHz出力時のフィルター崩壊：
  96kHzの限界ギリギリである「92kHz」のサイン波を出力しようとすると、DACのローパスフィルター（アナログフィルター）の遮断特性が全く追いつきません。波形はサイン波の形を保てず、凄まじいエイリアシング（折り返しノイズ）と波形の歪み が発生します。

• 阻止帯域（ストップバンド）の壁：
  サンプリングレート192kHz設定時、DAC内部のフィルターはナイキスト周波数（96kHz）の手前、一般的に「0.45fs〜0.48fs」（約86kHz〜92kHz）のラインから上を完全にシャットアウト（大減衰）するように設計されています。

• PN2060C（高周波用）へ入れる無意味さ：
  PN2060C は高周波（RF：通常1MHz〜200MHz等）のクロック信号の「純度（位相ノイズ）」を測るための機械です。歪みまくったDACの「92kHzのアナログ音声信号」をそのまま突っ込んだところで、測定器の入力下限を下回っているか、まともなクロス相関（Cross-correlation）測定などできるはずがありません。

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まとめ。 測定のオカルト

• 中学生レベルの誤読： 測定器の入力下限「1MHz〜」を「1Hz〜」と仕様書を誤読しました。
• 存在しない信号： DACのフィルター特性上、そもそも92kHzのまともな信号は発生しません。
• 公開画像は 50MHz 送信機向け　。　肝心のaudio ampの計測とは無関係
• 測定結果表では「113MHz注入」。　バーチャルな測定確定。何をどう測りたいの？？
• 基準信号（矩形波）が不明。　audioなので100kcを分周して10kcしたか？？
• ただのエラー画面： 圏外の信号でバグった機械のエラーノイズを「他社製DACの性能差」と主張しています。

非科学なsiteだと自分で公開中ですわ。ここまでくると科学性はゼロです。地球は平らだと主張する宗教に近いですな。

これほど明確な「仕様書の誤読」「物理法則（ナイキスト・フィルター特性）の無視」「危険な回路設計(PL法違反）」という非科学な測定を垂れ流す姿は、もはや技術ブログではないですね。敵前逃亡もおこなうので人間性も透けてみえました。

支援者と呼ぶか？　信者と呼ぶか？

　判断は読者にお任せします。

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物質内の電子移動速度が 物質ごとに違うから、電子移動の結果として生じる　音楽は音源同一でも　空間に伝搬する段階でアンプ個体差でるいよ

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ICでは　シリコンの厚み差のよる音の差。　添加物による音の違い

コンデンサーでは　液体コン　と固体コンの伝達係数の違い。

プリント基板でが、　片面　と　両面では音が違う。　多層より片面が音がいい。

電源系は　フラフラしているとエモ音に化けることがあるので　ここは難しいのね。電源のサジ加減データはない。　通常は最大出力値の5倍供給する容量が必要。これ1943年ころからに基本。計算式もあったはず。

0.1μsの過渡応答具合でエモ音加減がかわるので、大メーカーはデータを持っておるはずだが、それはトップシークレット。　diyには反映できない。

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音源のジャンルによって余韻処理、立ち上げ、信号レンジ等復元（再生）方向がことなるので、マルチユースのaudio ampは設計として苦しいのね。

youtubeで聴いてても信号レンジは50dBくらいなんだよ。コンプして40dBわってあるとおもえるのもあるし、歪んでるのもあるし、　YOUTUBERは気つかないのか？？？

MP3やMP4で主流のAACは、CDと同じ「16bit（論理上のダイナミックレンジは最大96dB）なので80dBはでるはずなんだけどなあ。

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コンプレッサー（ラウドネスノーマライゼーション）で音響信号を叩きするぎと周波数が広がってきこえるので、聴感で簡単にわかる。　3％程度叩いているだけならわからん。テレコのALCも3%設定だよ

無線で過度にコンプさせると単音がひろくまる（太くなる）

ここにあった。

「出口がわずか10mV（マイナス40dBV)」であるにもかかわらず、なぜこれほど異常な波形（歪み率75%、19kHzの謎のピーク）になっているのか？？？？？

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1Vを基準（0dBV）としたとき、-40dBVはわずか10mV（ミリボルト）という非常に微小な電圧です.

 出口10mVで飽和してるの！！！！。 

10mVでノイズのPEAK が19kHzってなぜ？？？。　19次高調波でこれだけでるの？？　70~100kHzでの高次波との差分で19kHz？？？？？

あの回路定数だと「歪まない入力上限は0.5mVから　1mVだと算出できた」けど、どうやら計算は正しいぽいな。

印加信号は平坦でない可能性もあるし、平坦であれば1kHzだけ強調される理由が不存在。

なぞがひとつ増えた。

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基板がラッシュ電流起因で　USB規格を3倍ほどオーバーカレント（35ミリ秒前後)するから、通電には気つけてね、　電流断機能はゼロだから　ヒューズ入りUSBケーブルつかってね。

住宅のブレーカーは10ミリ秒で動作するから、そのくらいの保護回路ほしいわ。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

過電流断をしない「境界調律」付属アンプ基板のご紹介。

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電源断機能がゼロ。 ポリヒューズレス。和泉のNRPでもいれりゃいいのに。

電源投入時のラッシュ電流がUSB規格の3倍近くながれる。これに親機が耐えれる論理根拠はない。

35ミリ秒程度は通電ラッシュ時にながれるので、サーキットプロテクター（10mS)が楽にトリップする時間がある。

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icが120度になれば動作停止とdata sheetで公開中.

120度だとポリカでもゆっくりとまるまる。　PCケースは堪えても105度。

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電源断機能がゼロ。 ポリヒューズレスな基板です。

「ポリヒューズ入りUSBケーブル」で接続お願いします。火災保険確認してください。

設計者様から「回路を詳しく見ろ」とのご指摘をいただいたおかげで、この「電気回路を理解していない設計、data sheetを読まない設計」の全貌と、購入者の資産（PC等）を物理的に脅かす重大なリスクを事前に察知し、こうして注意喚起を行うことができました。その点においては、設計者様に誠に感謝申し上げます。

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　火事になる基板を400枚ちかく販売したらしい。

diy AUDIO 分野では　神話　（ 反科学 ）が中心だと今回判明した。

「　Innocent Key　教 」「　takazin 教　」　ほかに何教があるか？

立下りだけズレるので　バイアスとゲインに問題ある。しかし本人は高評価。

これだけズレあると「聴感で違和感を感じるのが大半」。

しかし支援者はマンセーしておる。　闇　は深い　。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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終段2SC5566 seppをリニア動作させるには、アイドル0.25A~0.30A必要と公開されています。

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新西電子

常時0.25Aの2SC2655の7パラです。0.25Ax 7=1.75Aがミニマムになります。安全側に設計して2Aは欲しいですね。

抵抗レスエミッターフォロアです。　実は回路設計方法は、どこにも公開されていません。

「 無帰還ヘッドホンアンプ」らしいですが、回路をみるとフライングNFBが導入されていました。　現実は有帰還ヘッドホンアンプになります。

AUDIO 史上　例が非常に少ない、フライングNFB　（フォワードフィード）です。

FFB(フォワードフィード)の共振周波数は　472と抵抗値できまりますが、200kHz？中心のnfbなので可聴周波数への影響は小さいとおもいます。　ただ進相コンデンサーでの「復路＝往路」戻しですので事故る（発振）要素もあります。共振回路利用AMPは　QUAD 405が有名です。（ftが0.8MHzのトランジスタ時代だったので成立しました）

SEPP部の電流増減をlog対数で縛っているので、リニア動作にはなりません。　ノンリニア型のアンプは、エレキアンプでの標準になってます。

緑範囲で混雑するので　「tone+tone」　が電源ライン貧弱起因で揺れると new toneが乗算される可能性大。（単なる変調器に転落する？？）

上下波形に継ぎ目がでる回路なので、下のような繋ぎがアナログオシロでみえるよ。100kHz.

往路、復路が同じラインなので　どうなるか？？？

元信号は完全に天地分離回路（これをIRE 定義で　B級動作と呼ぶ）。

　加えて地側は信号が遅れて伝わる。しかし終段に伝わる前まえにフライングnfbをもらうのだ。　波形イメージがわかないぜ、すんごい、

下のはC級動作のイメージ図。　アイドリング電流欠乏で　このような波形になります。

エミッター抵抗レス　エミッターフォロアでは　Ibの電流で動作させる観点で設計します。

今回はIb=2mAが適正数値です、等しく2mAづつ供給する電圧アンプと　分配方法にテクニックが必要です。櫛のようにしても均等にはならないのでここに調整代をもたせます。hintは以上。

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1. 上側（upper）が先行して勝手に出力する
2. 前段のNFBの引き戻しポイント（青矢印の根元）は、その「upperの先行出力」を即座に感知する
3. 前段は「おい、プラス側が出すぎだ！今すぐマイナス側（lower）を引っ張って引き戻せ！」とNFB（負帰還）をかける
4. しかし、lowerの信号本線は100ns後ろを歩いている最中なので、NFBのほうが先にlowerのトランジスタのベースに突っ込んでしまう

1. 中央の緑範囲で、ただでさえ時間軸のズレた信号たちが混ざり合っている。
2. そこへ、貧弱な電源のせいで「激しく上下に揺れ動く電源電圧」が襲いかかる。
3. トランジスタの足元（電源）が揺れるということは、信号を「揺れている電圧で掛け算（乗算）」することと同じになります。

• 信号のルートが非対称（100nsのズレ）
• ズレたせいで波形上ではC級動作になる。
• 大信号入力時に電源を激しく揺さぶる（tone + tone）と、トランジスタの動作を狂わせる（乗算）
• 結果：原音とは似ても似つかない「new tone」が爆誕し、完全に回路が自爆（大事故）する可能性が内包しておる。

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[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

• 特性が完全に「曲線」である：
  この領域では、グラフの線が右上がりにグニャッと急カーブを描いています。
• 入力信号との相似性がない（音が歪む）：
  アンプは「入力された波形をそのまま綺麗に大きくする（相似形を保つ）」のが仕事です。しかし、このカーブ（曲線部）でトランジスタを動かすと、入力電圧の変化に対して出力電流が非線形（いびつな形）に変化してしまいます。結果として、「入力信号の形が崩れてしまい、盛大な歪み（高調波）が発生する」ことになります。

• 0.4Aから上が「直線」になる：
  グラフを見ると、コレクタ電流が0.4A（400mA）を超えたあたりから、線がまっすぐ綺麗な直線（リニア）に立ち上がっています。
• 直線部を使えば歪まない：
  この真っ直ぐな領域にバイアス（アイドル電流）を合わせて使えば、入力電圧の変化に対して出力電流も綺麗に比例して変化するため、波形が崩れず（相似性が保たれ）、歪みのないクリアな音を増幅できます。

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2sc5566の特性図、低Vceをみれば　duty 50%で使うスイッチング用だよ。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

回路疑義が購入者から寄せられて確認したことが発端です。（検証したら、スプラッタアンプだと公開されてました）

当初amp回路だけ設計ヘタだとみていましたが、pc保護動作しない電源回路でしたので公開します。

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「PC側の限界を考慮せず、PCを破壊するまで過電流を要求し続ける、極めて危険な規格違反の設計」です。　反面教師の見本として優れています。

公式公開回路にコメントいれました。

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1. 入力段：PCを壊しかねない「インラッシュ電流」

場所：USB電源入力部問題：USB規格（最大10μF）を無視し、3000μF（1500μF×2）もの超巨大コンデンサーを直結。結末：電源を入れた瞬間にほぼショート状態となり、PCやUSBハブのポートを焼き切る、あるいはPCを強制シャットダウンさせる恐れがある「ホスト破壊設計」です。

2. 電源生成段：ノイズを自給自足する「RF発振・高調波回路」

場所：マイナス電位生成（DC-DCコンバータ・Q303周辺）問題：生成した負電圧の制御が「暴れたまま」で放置され、さらにダイオードとトランジスタの歪みによってスイッチングノイズ（1.2MHz）をAM/FM変調・逓倍（かけ算）してしまう構成。結末：アンプを駆動するためのクリーンな電源を作るどころか、自ら「目的外の可聴ノイズ（ピー音、ジジ音）」を大量に生み出して音声信号の通り道へ流し込むという、電源の役割を全うしていない設計です。

3. アンプ（AMP）部：歪みを極大化する「無バイアス・C級動作」

場所：音声出力段（ディスクリートバッファ部）問題：通常のオーディオアンプは、音が歪まないようにトランジスタへ常に少しの電流（バイアス電流）を流す「A級」や「AB級」で動かします。

しかし、この回路はバイアスが一切かかっていない「C級動作」になっています。

結末：激しいクロスオーバー歪み：信号がプラスからマイナスに切り替わる瞬間（ゼロボルト付近）、トランジスタが完全にオフになる「不感帯（約1.2V分）」が存在します。これにより、音がブツブツと細切れになり、オーディオとしては致命的なレベルで音が歪みます。オペアンプ殺し：前段のオペアンプがこの歪みを必死に補正（負帰還）しようと限界まで暴れるため、オペアンプ本来のキャラクターや音質の違いがすべて「歪み補正の挙動」に塗りつぶされて消滅します。

結論この基板は、

「①PCから電気を無茶に引き抜き」

「②電源回路で盛大にノイズを作り」

「③歪みだらけのアンプで増幅して出力する」という、

電子回路の教科書の「やってはいけない例」を全段で網羅してしまったような極めて特異な設計（いわゆる技術的炎上案件）となっています。

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「この方のC級動作」思想だと公知されてました。

「2段　C級動作」を冊子にて公報済みだそうです。

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時系列。設計者からおしかりをいただきました。

「回路理解しない設計者」だと自白した。

「8月31日に設計者から公開回路を詳しく見ろ」とのお叱りがありましたので、それに従って公開回路もみさせていただきました。（9月12日に公開回路を発見できた）　

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　「俺だけ音質アップな基板」の公開回路（9月12日確認）を技術的に検証した結果、購入者の安全を脅かす重大な設計上の欠陥が判明したため、注意喚起を兼ねてその詳細を公表いたします。 

  本基板の電源ラインには、過負荷時の電流リミッターとして「TPS2001E」が採用されています。しかし、このICは一定以上の電流を制限するだけであり、異常検知時に電源を完全に「遮断（ラッシュカット）」する機能は内蔵されていません。データシートの短絡電流（Ios）特性が示す通り、ショートや過負荷が発生した場合、デバイスが通電熱で自己破壊にいたるまで、3A程度の過大電流をひたすら流し続ける仕様となっています。 

   さらに致命的なのは、出力側に配置されたコンデンサの容量です。USB規格では「最大10µF」と定められているのに対し、本基板には合計3000µF（1500µF + 1500µF）という、規格を大幅に逸脱した大容量コンデンサが実装されています。これにより、電源投入時には「2.7Aのラッシュ電流（突入電流）が約35ミリ秒間も流れ続ける」という異常動作が発生（論理計算上）します。 

  供給側のポート（PC等）が1A上限で設計されている場合、この過大な下流電流と突入電流に耐えきれず、PC側のポートや基板が過電熱によって焼損・発火する事故に直結しかねません。 「燃え尽きるまで電流が流れ続ける」というこの回路構成は、音質向上以前に、製品安全の基本である「ポリヒューズ等による保護機能」を著しく欠いた、極めて危険な状態です。 

電流制限機能付きロードスイッチに2A 仕様のTPS2001Eが採用されております。過負荷時の電流リミッターなでで　常時通電します。USB 供給が0.7A~1Aなので、PC側USB PORTが焼損します。　

「PC側の限界を考慮せず、PCを破壊するまで過電流を要求し続ける、極めて危険な規格違反の設計」の実例です。反面教師の回路例として公開。

特性表のように保護回路は非内蔵です。　IC301が発火するまで通電します。火災保険は必要です。

基板は2人が関与しておる。

「USB　利用の設計仕様書には10uF」って1998年9月に書いてあった記憶。オイラ当時みた覚えある。一応　仕事に関連するので資料だけはみたのね。

この「俺だけ音質アップな基板」の設計者は2010年の生まれなのかな？。USB規格確定前後のこと知らないらしいから、2009年以降の生まれだとおもうよ。　

「USBを　単なるdc5V コンセントと診てる」ことが回路から読み取れる。　clock noiseの除去もしてなから、音響用電源ではないよ。

usbの挿し口が　clock noise 無対策。　規格がきまるまでの苦労した歴史を知らなくていいねえ。

PCが焼損するのは自己責任です。（SHOP販売品です）

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・経験上でこれだと15MHzあたりまで歪起因の高調波確認できるとおもう。　ベースが5vで逓倍波は20次あたりまで届くから、、。

スプラッターアンプとしてgoodです。

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6000ufだと0.1vダウンリカバーで　ボルツマン定位数を考慮してどのくらいのじかん？？

電源が非力で analog  audioには無理です。　0.1秒近く音がよらぎます。（オシロで楽わかる）

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保護回路がやくたたず、電源回路も電位があばれまくり。　AUDIOは2段 C級アンプ。

「クワトロ　C級アンプ」と云えばいいでしょうか

「C級動作の欠陥を4倍に増幅した、設計者の敗北」ですよ。

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SEPP部のアイドリング値を　これから追い込む。

RK-373v1 と出力変わらず。40mWほど。　LMC6482ではここらが限界ぽいぞ。ドライブパワーの限界ぽい。

「12AU7の20V駆動」これが、　最初に壁になった。OP AMP gainは43dBほど

考え方をかえてみる。

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LMC6482を　NE5532に換えると　12AU7に逆流して球をいじめることになる。　

「hy caa」ってのがop ampから真空管カソードに電流注入型amp。

オイラの回路はカソード電位1.5v~1.55vネライ。

考え方をかえてみる。

初段にlmc6482, 後段はrc4558でかんがえはじまた。

これが論文。電流密度のJ 

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後発のハリス社の特許です

LOW OFFSET UNITY GAIN BUFFER　　AMPLIFER。　ゲイン1.  IC製造の特許。ウエハーでだけ成立します。

US5218321.pdfをダウンロード

ループ内のトランジスタ間にわずか 0.1℃の温度差があるだけでも、オフセット電圧が約 200µV 近く動いてしまいます。

バラ部品では、空気の流れや周囲の部品からの輻射熱で簡単に数℃の温度差が生まれるため、回路が機能しなくなります。

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特開H07-502383（特開平07-502383)は　農薬ですよ。大丈夫ですか　

明細書の中に「キルヒホッフの法則」や「トランスリニアの公式」といった学術的な定理の名称は登場しませんし、それを用いた数理的な証明も行われていません。　　

誰が嘘をふくらましたか？　　

「アルファベット Ｊ　を　アルファベット I 」  と読んだ日本人がいるのです。名前は歴史を調べると確定しますね。

　英語圏では　Ｊ　と 　I の　識別できるので、バラ部品で組むのは日本人。

電流密度に関しての論文、特許なので、

「バラ部品で組む」のは「論文を読んでもアリファベットの意味も理解できないオツムの方」が多数存在いる証です。。

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このハリス社の回路図から、

前述したような「電流の積が一定になる式Ic1 x Ic2 = Ic3 x Ic4 　」を導き出して一般に公開したのは、ハリス社や発明者のSteven R. Jost氏ではなく、

後年（主に2000年代以降）になってこの特許を発掘し、勝手に数式で解析した日本のオーディオ研究家や自作アンプファンの個人ウェブサイト群です。

後年のファンによる個人解析記事を、さも「1990年にハリス社が公式に発表した特許の数式である」ようにとらえておるのは間抜け。　英語特許読んでごらんよ。

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「トランスリニアバイアス」っていう英文解説は不存在。

Translinear biasing: トランスリニア原理を用いたバイアス手法は存在する。

トランスリニアは、多重変調回路（　TRを抵抗レスでスイッチング動作させるIC 内部回路　：1974年執筆）。論文表題は　TRANSLINEAR CIRCUITS: A PROPOSED CLASSIFICATION。

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特許　要点：無信号時のアイドリング安定化。　信号動作は対象外。

ハリス社の米国特許　US5,218,321は、入力トランジスタのコレクタ電流を能動的なバッファ（221, 321）で補正し、出力段（211, 311）のベース間電圧を能動的に制御することで、DC電圧オフセットの低減と静止電流の安定化を実現する構成を記述しています。

一対の相補型トランジスタのVbeの挙動を利用し、温度変化や信号変動に関わらず出力端子Voutに入力端子Vinとほぼ同等の電圧を保つ仕組みとなっています

ハリス社の特許（US5,218,321）において、動的補償（ダイナミック・コンペンセーション）に関する言及は一切ありません。当該特許は、静的なDCオフセットの相殺および無信号時のアイドリング電流の安定化を対象としています。

英語圏における「Translinear（トランスリニア）」は、IC設計におけるマルチプライヤ（乗算器）や対数アンプといったアナログ演算回路の専門用語として完全に固定されています。

回路理解は日本人の方が劣る可能性があるよ。

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まめ知識です。　歴史は正しく後世につたえましょうね。

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ヒトの耳で楽にわかるほど相ズレしておるDATAが公開されとった。常人なら聴感でわかる。

道具波形は正しくよみとりましょうね。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」。

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キーライト：

画像の左上に 「Keysight E5052B Signal Source Analyzer」 とはっきりとロゴが印字されています。　中古品で1100万円で流通中の画像が、http://innocent-key.com/wordpress/?page_id=5540にあった。

オイラも　HP で計測してると信じてた

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ここからのネタです。魚拓はここ。

• 初回投稿日時：2026年5月15日（金曜日）
• 最終更新日時：2026年5月19日（火曜日） 

ところが、

VHFの5CHあたりで何かをはかったことわかった。　4ケ月　笑いを振りまておった。

つまり　彼の信者が誰もこの表を理解できないことも自白中。

視認性の悪い画像がはってあって、「測定機はPN2060Cを使用しています」

入力信号レベルは

高周波（RF）の世界における「+10dBm」を、オーディオ機器でお馴染みの「電圧（Vrms）」に換算（50Ω基準）すると、約「0.7V」に相当します。　これを超えると過入力で真値ズレ、小さくても真値ズレ、

ブロック図から、信号は綺麗な矩形波（50％ duty)が必要と公開しておる。角が汚いと測定結果が違ってくる分野。

z=50で測定した証拠写真はない。基準の矩形波発振器も不明。

高周波（RF）測定において、「インピーダンスマッチング」と「低ノイズな基準信号源（マスタークロック）」の開示は、データを成立させるための最低限の義務です

oxcoを基準にして測るのこがこの道具。ただし過入力になるで写真のように　3段attを入れてる。

2) Some OCXOs have poor isolation, such as part of the old DATUM 2750013-1 models (not all of them). This can result in significant deviations during measurement. Therefore, the use of isolation amplifiers or attenuators is essential for accurate results. Following is a comparison with/without 6dB attenuator.

isolationまで要求しておるので、dc印加を嫌っておる可能性たかい。

もれ電流の小さいセラコンでしかつかえないぽいぞ

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自前の測定器はPN2060C（中国製の安価なオープンソース系位相ノイズアナライザ：約780ドル）」

RFが測定メイン。　QSL.netで紹介してたので　アマチュア無線用。

133MHzでの動作例が公開されておる。これを133Hzと読んだ？？？

英語の仕様書やデータシートで「from 1 to 200MHz」と書かれている場合、単位の「MHz」は共通なので、当然「from 1MHz to 200MHz」という意味になります（「10〜20代」を「10才〜20代」と読むのと同じです）。

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追加のネタです。

• サンプリング定理（ナイキスト周波数）の限界：
  サンプリングレート 192kHz のDACが物理的に出力できる音声信号の上限（ナイキスト周波数）は、「192kHz ÷ 2 ＝ 96kHz」 です。92kHzの数字は発生してきません
• 92kHz出力時のフィルター崩壊：
  96kHzの限界ギリギリである「92kHz」のサイン波を出力しようとすると、DACのローパスフィルター（アナログフィルター）の遮断特性が全く追いつきません。波形はサイン波の形を保てず、凄まじいエイリアシング（折り返しノイズ）と波形の歪み が発生します。

• 阻止帯域（ストップバンド）の壁：
  サンプリングレート192kHz設定時、DAC内部のフィルターはナイキスト周波数（96kHz）の手前、一般的に「0.45fs〜0.48fs」（約86kHz〜92kHz）のラインから上を完全にシャットアウト（大減衰）するように設計されています。

• PN2060C（高周波用）へ入れる無意味さ：
  PN2060C は高周波（RF：通常1MHz〜200MHz等）のクロック信号の「純度（位相ノイズ）」を測るための機械です。歪みまくったDACの「92kHzのアナログ音声信号」をそのまま突っ込んだところで、測定器の入力下限を下回っているか、まともなクロス相関（Cross-correlation）測定などできるはずがありません。

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まとめ。 測定のオカルト

• 中学生レベルの誤読： 測定器の入力下限「1MHz〜」を「1Hz〜」と仕様書を誤読しました。
• 存在しない信号： DACのフィルター特性上、そもそも92kHzのまともな信号は発生しません。
• 基準信号（矩形波）が不明。　audioなので100kcを分周して10kcしたか？？
• ただのエラー画面： 圏外の信号でバグった機械のエラーノイズを「他社製DACの性能差」と主張しています。

非科学なsiteだと自分で公開中ですわ。ここまでくると科学性はゼロです。地球は平らだと主張する宗教に近いですな。

これほど明確な「仕様書の誤読」「物理法則（ナイキスト・フィルター特性）の無視」「危険な回路設計(PL法違反）」という非科学な測定を垂れ流す姿は、もはや技術ブログではないですね。

支援者と呼ぶか？　信者と呼ぶか？

　判断は読者にお任せします。

CLASS S  サンドマン博士の名誉のために、本文記述した

takazin ヘッドホンアンプ 禁断 元ネタは、テクニクスのSL-P1200(100mW/32Ω　位相補償回路あり。） 

Aubrey Max Sandman博士1982年のWIRELESS WORLDに公開：CLASS S が世界初。　発明だね。

それをまねした　会社があるのです。 

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class AA bridgeは　サンドマン博士の発明回路なんです（1982年）

同意なしに　採用したのがテクニクス社。　これを先人は「他人の褌で相撲を取る」と呼んでた。

人の道から外れたことを外道と日本語で言う。　その外道を実践したのはテクニクス社ですね。「発明者　vs テクニクス社」で英国裁判になった。

「　テクニクス版は　サンドマン博士の回路より　改悪されておる」が、発明者側の主張が下手でその点は争点にしなかった。　技術が判る法務関係者の布陣がよわかったらしい。

テクニクス社の真似をして発振回路基板にしたのが、takazin基板。2回目の褌でゼニを稼いだのだ。

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オリジナル（サンドマン博士推奨）：
発振を防ぐため、電流アンプのゲインは「2倍」程度に低く抑える設計を推奨していました

このブートストラップのお蔭て前段op ampが高速にたちまわりエラー補正できるんだわ。わん。

YouTube: Technics Class-AA. IN RESPECT OF DR. A. SANDMAN、Class A operation up to 30mW output 。max 110mW

サンドマン:オリジナルでは　　C-AMP 分担は87%.　　

テクニクス　定数では　　　　C-AMP 分担は74%  (発明者より劣る設計）

オイラが興した図面では、　　C-AMP分担は99％。　

「サンドマン博士　RK-371」 で検索。

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「　テクニクス版は　サンドマン博士の回路より　改悪されておる点」の要点

1：ブリッジ回路定数の改悪（ｚ　と　電流ゲイン過多）。

2：　ダイオード入れop ampの採用

3：電圧 op ampのdcを直に電流　op ampに接続にて、電流バランスが不安定。（博士回路ではbuffer いれてる）

ここを争点にすればサンドマン博士が勝ったのに。

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サンドマン博士の名誉のために、本文記述した。

1：ギルバート氏の論文（1975年）原文Translinear circuits: a proposed classification　　では、コレクター電流をエミッタ接合面積Aeで割った「コレクタ電流密度」（文字　J )の積について言及しています。

2：ハリス社のバッファ特許（US5218321A）1993年でも「電流の積が一定になる式Ic1 x Ic2 = Ic3 x Ic4 　」とは一言もいっていません。

まとめ。

考案者のギルバート氏もハリス社も

「電流の積が一定になる式Ic1 x Ic2 = Ic3 x Ic4 　」とは一言もいっていません。その論文が存在しません。

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ギルバート氏は、

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ギルバート氏が定義した「Translinear」の本当の語源は、以下のフレーズの略（造語）である。
"Transconductance is linear in the (collector) current"
（伝達コンダクタンス gm が、コレクタ電流 Ic に対して比例（リニア）している）
すなわち、半導体の内部パラメーター（gm = Ic / Vt）の一次関数関係を指しているに過ぎない

電流密度の積はイコールです。

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ギルバート論文（1975年）が定義するトランスリニアの4大鉄則

ギルバート氏の論文（1975年）において、トランスリニアの本質は以下の通りに定義されています。

• 完全な「抵抗レス（Resistorless）」：回路内に抵抗（R）を一切排除し、トランジスタ（TR）の接合特性だけで構成する。
• ミクロの「IC内部回路（Monolithic）」：同じシリコンダイ上で、温度差が完全にゼロの環境でのみ成立する。
• 電流モードの「多重変調（Multi-modulation）」：電圧ではなく電流の「掛け算・割り算・スイッチング」を瞬時に行うアナログ演算器。
• 対称電流範囲は 1 ピコアンペアから50μアンペアです。　それを超えると成立しません。電流密度が50A/cm2は地球上でくるしいです。

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トランスリニアは　単純に用語をリネームしたものです。

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• US 3,689,752（1972年成立）
  • 表題: Four-quadrant multiplier circuit
  • 内容: 「ギルバート・セル」として世界中の無線通信ミキサーに採用されている、4象限アナログ乗算回路の超重要特許です。ショックレーの方程式（exp/log）に従う4つのトランジスタをペアリングし、抵抗を一切介さずに電流の掛け算を行うトランスリニアの原点です。 [1, 2]

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アプリケーションノート　an-227を読んでください。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」。

• 技術的な問題: 通常、マルチトーン測定（複数の周波数のサイン波を同時に鳴らすテスト）を行う場合、それぞれの信号の高さ（エネルギー）は均等に揃えるのが鉄則です。しかし、画像左側のデータを見ると、特定の1音（1kHz〜2kHz付近と思われる主信号）だけが異常に突出して高くなっています。
• 何を意味するか: 入力信号に対してアンプが特定の周波数だけで異常なゲイン（増幅）を生んでいるか、あるいはその帯域で回路が局所的な発振（悲鳴）を起こしてエネルギーが集中している可能性を示唆しています。これが「不思議（不自然）」と突っ込まれている理由です。

• 検証の不備: 左側（測定振幅 6Vp-p、THD+N -112dBを謳うデータ）と右側のデータで、最も重要な主信号の出力レベル（縦軸のピーク位置）が一致していません（赤矢印で示されている通り、右側は大幅に下がっています）。オーディオの測定において、出力レベルを変えてしまうとノイズフロアの見え方がガラリと変わるため、公式の「歪みがない」という主張の前提が崩れている（比較として成立していない）という手厳しい指摘です。

• 高周波ノイズの暴走: 左側のグラフでは大人しく見えていた床（ノイズフロア）が、右側の条件（あるいは出力が変化した瞬間）では、可聴帯域から超高周波にかけて全体が「真っ黒な絨毯」のように激しく跳ね上がって埋め尽くされています。
• 人体・聴覚への影響: まさに「可聴帯域外までギチギチに詰まった異常発振ノイズ」が、実際のヘッドホンを負荷として繋いだ瞬間に牙を剥いた状態と言えます。これだけのノイズエネルギー（絨毯）がヘッドホンの振動板を激しく揺らし続ければ、聴こえる音のクリアさは完全に失われ、耳にとっては非常に高負荷でストレスフルな環境（難聴リスクの温床）になります。

• 低域の不審な歪み: 低音域(10Hz〜70Hz）の床がボコボコと不自然に波打っています。これも電源の処理が甘いか、あるいは回路が低頻度で小さく「しゃっくり」のような不規則な発振を起こしている兆候です。
   
   

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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無バイアスはq103.q104です。

「2段C級動作　audio ampの発案者」が自ら宣伝公開されておった。

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• オペアンプ（OPA1602A）の出力が、トランジスタQ103（PNP）とQ104（NPN）のベースに直接接続されています。
• 通常のAB級アンプであれば、この2つのベース間にダイオードなどを挟んで適切なバイアス電圧（約1.2V〜1.4V）を与え、カットオフを防ぎます。
• しかし、ここにはバイアス回路がなく完全に無バイアス（C級動作）になっており、オペアンプの出力がベース・エミッタ間電圧Vbeのデッドバンド（約±0.6V〜0.7V）を飛び越えるまで、トランジスタがONになりません。
   
   

• 最終出力段のQ105とQ106（PBSS4350X）のベース間には、ダイオードD101（1N4148）が1本しか入っていません。
• PBSS4350XのON電圧（Vbe,on）は1.1Vと高め（大電流時など）に設定されているのに対し、ダイオード1本による電位差（約0.6V〜0.7V）しか与えられていないため、こちらも圧倒的にバイアスが不足しています。
• 結果として、後段のSEPP（プッシュプル段）もリニアに動作せず、C級動作に陥っています。

1. 信号がごく微小な間はオペアンプの負帰還（NFB）だけで補正され、かろうじてリニアに動きます（歪まない最大出力が1mW程度（理論値)とされる理由）。
2. それ以上の入力になると補正しきれなくなり、前段・後段の2段階で激しいクロスオーバー歪み（波形の途切れやクリップ）が発生します。
3. これが、検証記事において「リニアで動くのはオペアンプだけ」「激しく歪むスプラッターアンプ（エレキサウンド）」と評されている技術的背景です。

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PBSS4350

1.1Vをベースに掛けてから　ONすると公開されてた（1A時）。　　　　　特性図をよみこんでもVbe on=0.9vくらいで10mAながせそうです。

「不感帯を0.65Vから0.9Vにまで広げること」に　成功しました。これがこのTRを使うメリット。

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・悲しいことに、CLASS Bで動かすためにはD101で2ｖ程度をキープしなきゃいけないの。　

・現実は

「まず　OP AMPで　ON/OFF」　。「そのあとQ105,Q106は供給Vbeが低くて確実にＣ級動作」　[リニアで動くのがオペアンプだけ]です。

「2段階　C級動作です。」　「スプラッターアンプです。」　

ここまでエレキ向きとは想像していませんでした。見事です。

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動作説明しますね。

• オペアンプの暴走: 怒ったオペアンプは、不感帯を無理やり突破しようと、出力（1番ピン）を最大スルーレート（超高速）でプラス側・マイナス側へ限界までぶん振ります。
• 結果: リニアに滑らかに動くはずのオペアンプが、完全に「ONかOFFか」のパルス波（方形波）を吐き出すスイッチと化します。これが「まず OP AMPで ON/OFF」の正体です。

• 一般の石ならモタつくような超高速パルスに対し、PBSS4350Xは極めて鋭く反応し、スピーカー（またはヘッドホン）に強烈な電流パルスを叩き込みます。
• これにより、サイン波のような滑らかな音は完全に粉砕（スプラッター）され、シンセサイザーの矩形波や、ファズを限界まで深くかけたエレキギターのような、超ド派手でエッジの効いた「エレキサウンド（GOOD）」が完成します。

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いやはや　TRの動作特性の理解していませんでした。

「支援者の皆様　お疲れさまです」

YAHOOの知恵袋にあったが　投稿者がマルチポストしてきた。

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増設したいユニットが　3.3v程度の低電位で動くことが条件

 VX-5は5.5V供給で動作するので、内部は5Vで動作しておると推測。

MICラインへの流下電位4Ｖ？　3.3V？で動作するunitならば増設可能。使える電流が5mAなのか？ 50mAなのかも要確認。

「4.5vから3.3v程度しか使えない」

・TTL(5V)利用のrogger beepは無理。 74LVシリーズに置き換え。

・オムロンリレーは　3vで50mA要求するので、使える？　使えないの境目？。　大飯くらいで無理ぽとおもう。体積面でむり？？？　　

使える電流値を確認、電流計でみてね

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ピー音の揺らぎがほしいなら位相発振回路をお勧めします。

使える空間サイズが判ればCHIP部品 0603 で構成したほうがいいですね。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」。

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USB　PORTの使い方からアウトでした。

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下回路のように無バイアスでQ103,Q104を使います「ここで C級動作確定」

onさせるのは1.1Vも必要です。不感帯が長いですわ。魂消た、改悪されてうる。

　turn on時間は書いてないから　相当に長いぞ。　過去の検証では想像できないほど不感帯ひろいぞ。

Vceが80mVで飽和。　エミッター抵抗レスのカソードフォロア回路なので　Vce=50mVくらいしか使えないよ　、スプラッターアンプ確定だ。　2SC5566ならすこしだけよい、

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1:

「2SC5566」SEPP部のアイドル電流不足で歪む。biasがウルトラ浅いのでリニア性はほぼない。

リニア動作したいならば下図のように200mA程度のアイドリング必要です。

Wingspread plot を使いました。「クロスオーバー歪みをシミレーション確認できます。」

2: スイッチング歪

無バイアスでトランジスタを使います。　CW 送信機とおなじC級動作です。

その無バイアストランジスタをOP AMPで　ON/OFFするのが特徴です。ラダー制御とおなじ動作です。　OFF⇒ONまで1u秒程度あるので、入力信号は回路で食べられてできません。

　完全な　C級動作でＳ。アナグオシロで確認できる内容です。

3: upper と　lowerの信号は完全分離しているので、CLASS ABにはなりません。

よくてCLASS B ですが上記2のように　波形連続性がないので　CLASS Cで確定です。

4.地球上では室温におけるボルツマン定数と可聴帯域幅から計算される、「絶対的な熱雑音の壁（約-131dBV）」がありそれを超える測定は地球ではできません

しかし-160dBvまで計測されておりこの世のものとはおもえません。冥王星あたりで測定したはずです。

物理法則すら超越したこの測定結果を見るに、このキットは地球上ではなく、宇宙のどこか別の惑星でデバッグされたに違いありません。マルチトーンでノイズが10dB跳ね上がる（絨毯が湧く）のも、きっとその星の重力や大気のせいですね！

6：

素のトランジスタは非飽和領域でつかいます。

エミッター接地だけ飽和領域でもつかえます。正しエミッタ抵抗をいれてNFBを利用します。これはハーバード大のポール・ホロウィッツ教授が大学生に教えている内容です。(1974年～)

Thomas-C.-Hayes-Paul-Horowitz-The-Art-of-Electronics-Student-Manual-Cambridge-University-Press-1989.pdfをダウンロード

7：エミッタ抵抗レスのエミッターフォロアの回路なので、非飽和領域でつかいます。歪まない範囲のVceが狭いので、すぐに出力飽和（スプラッターアンプ動作）します。

歪まない出力が非常に小さいので　dacから信号を66dBほど絞らないと成立しません。(この使い方ならアイドル電流は3mAもあればOKです。

歪まない範囲でのAMPの最大出力は　Vceに左右され、このTRでは1mW？？くらいが最大出力。

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まとめ。

「単に半導体のターンオン時間を考慮していない。」

オーディオアンプとしては教科書レベルの設計ミス（バイアス回路の設計破綻）」

1：無バイアスのトランジスタ採用し、アイドリングが　スーパー少ないので、C級動作のど真ん中にいます。多点にわたってAMPとしては　破綻しています。

2：修繕方向は　

・駆動電圧を下げ　低圧大電流の特徴デバイス　2SC5566を生かす。

・エミッター抵抗10オームくらいいれて　Vceの呪縛からにげる。　

・歪まないアイドリング　200mAていど流す（Vceの壁に注意）

・op ampをシグネックスのne5532にかえる（変態なので無信号時に後段へ100uA流下します）

3：動作エビデンス（動画での波形）が不存在にて　やはり闇があったわ。

4：PBSS4350Xに改悪されてるので、「設計者は特性表を理解できないこと確定ぽい」。

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ご主張のように波形が連続するエビデンス（10000FPSでアナログオシロ撮像）をお待ちしております。

アイドル電流20mAではスイッチング時　ボコボコになるので後学のために是非御見せください。

「クロスオーバー歪」「バイアス電流」「C級　アンプ」

1. PN接合ダイオードの順方向電流特性における理想係数nの非線形性
2. 拡散電位（ビルトインポテンシャル）の電圧依存性による空乏層幅の非線形変化
3. 接合容量（ジャンクション・キャパシタンス の逆方向電圧依存性
4. 高注入効率時におけるキャリア濃度の非線形変動（高インジェクション効果）
5. 電界強度依存によるキャリア移動度（モビリティ）の飽和現象（Velocity Saturation）
6. キャリアの温度依存性による不純物散乱・格子散乱の非線形な変化
7. 空乏層内における生成・再結合電流（Shockley-Read-Hall機構）の非線形電圧依存
8. 表面再結合速度の非線形な電圧・電界依存性
9. アバランシェ降伏・ツェナー降伏の動作直前における微小リーク電流の非線形うねり
10. トンネル効果（バンド間トンネリング）に起因する非線形電流の発生
11. 半導体バルク抵抗（サブストレート抵抗）のキャリア濃度依存による非線形化
12. 結晶欠陥（転位や点欠陥）に起因するキャリア捕獲（トラップ）の非線形な挙動
13. ショットキー接合部（金属-半導体界面）の障壁高さの電界変調効果（障壁低下）
14. 不純物ドープ濃度の不均一（プロファイルの傾き）による空乏層広がり特性の非線形化
15. 強電界下における誘電率の結晶方向および電圧依存性
16. 熱電効果（ゼーベック効果・ペルチェ効果）による局所的なキャリア密度の静的偏り
17. オーミックコンタクトの微小な非線形抵抗成分（接触抵抗の電流依存）
18. インパクトイオン化現象による微小な2次キャリア生成の非線形性
19. 深いエネルギー準位（ディープ・レベル）のトラップ充填による空間電荷制限電流の変動
20. 結晶の歪み（応力）によるエネルギーバンド構造の変化とそれに伴う移動度の非線形変調

差動入力回路は入力信号が0.3周期で切れると出力信号も切れる。アイドル電流はシーソーなので途切れることがままある。

後段にSEPPが接続されてる場合、差動回路から流下するバイアス電流がちいさくてCUT OFFになることが多い。

ゆえにIRE定義では　CLASS ABにもなれない。そういう「CLASS B あるいはCLASS Cタイプの 差動入力回路利用アンプ例」を下側に公開しておく。

アンプが高速でも　「電気信号を空気振動に変換する機材」で応答不能な信号速度は熱で放出され、地球温暖化に貢献しておる。

「音波の伝播限界周波数」が存在しており100kHzが上限。

「因果関係を理解してもらうために　あえて地球温暖化」と表現しており、影響は数字では表現できないほど小さい

「表にある『空気の遮断周波数』とは、音響物理学的な表現で言うと『空気による音波の伝播限界周波数』のことです。

空気そのものが天然のローパスフィルターとして働き、100kHzを超える超高音を熱に変えてしまう性質を、回路の言葉に例えてこう呼んでいます。

スルーレート至上主義者は、「空気が振動し伝搬する」事実を理解したほうがいい。空気振動への再生上限は1.0V/μS.　

「インテリな金田氏なら、エントロピーは理解しておるはずなのに、スルーレート重視になるのか？」この点が　外部からは読めない。

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• レーザーを用いてナノ薄膜などに規則正しい振動（コヒーレント・フォノン）を作り出す際、100kHzを超える非線形なモード結合が発生すると、波の位相がバラバラになり、単なる「熱的なノイズ（散逸）」へと相転移してしまいます。

2026年2月に発表されたばかりの最先端の量子音響学・フォノンレーザー研究（『Ultrabroadband phonon laser frequency comb』）に完全に準拠した、本物の科学的事実です。

音波として100kHzが空気中の上限です。　それを超えるものはカオスになります。つまり、audio ampの特性は100kHzまで計測すれば十分です。

フォノンは、オイラの高校時代には聞いておったので、後期高齢者でない理科系であれば当然知っておるだろう。

audio分野 でフォノンの用語がでてきて、空気振動限界周波数（物理）をblogで公開する流れで、すこし驚きですわ。

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オイラの本業はFA機械設計屋です。弱電はFA仕事に必要な知識しかもっていませんわ。

おそらく壁（伝搬限界周波数)は99,991 という真値 99991Hzになる。　実験がそのうち証明すると思う。100003Hzでは壁をこえてしまったはず。

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過剰なスルーレートは熱にかわるだけなので、地球温暖化を加速させる。（大学の物理学演習で習う範囲）

適正なスルーレートはSR=2～5v/usくらいだろ。それならスピーカーの動特性にたいしてマージンが2から5もある。

CLASS Bも導通角を増やせば　豊かな音になる。（CLASS ABになる）

下図が世界で初めてB級アンプのクロスオーバー改善論文図である。

CLASS ABの予圧（バイアス）は昨今、Wingspread plot（ウィングスプレッド・プロット）で計算できる。

2011年公開の設計手法です。2011年に発行された彼の著書『Designing Audio Power Amplifiers』（第1版）です

アイドル電流多でも小でも歪むことが可視化されているので　使いやすい。

仮に2C5566では下図になる。

「200mAのアイドル電流近傍に　歪が少ない動作点がある」ことが読み取れる。

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昭和35年のトランジスタアンプ回路を知らべてみた。　超有名なメーカー回路をお借りしてきた。直結NFB。　カレントダンパーがあるんでCLASS AB.

歪は0.8% ( 10W) とのこと。TR5,TR6の動作点に？？がつくが動作するんだろう。

これがCLASS B.

ぺるけ氏の　エンベロープネライ数値

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これが　thd 0.14% .昭和39年の回路。2N3055が見える。　ご存じのようにトランジスタの呼称ルールがこの間に変更されている。

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差動回路をもってきたアンプ。　1970年リリース。

SUNSUIのAU-101とて結合コンデンサーは1uf。　これで豊かな低音がでている。

天地波形の増幅度がイコールであるか？？は疑念がつく。動的には天地波形非対称。

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QUAD 405.これ電流帰還制御。　PMI社のアレキサンダー氏が騒ぐ15年前の1975年回路。

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供給3VのSEPP回路。　実出力を計測していない闇はこのwebmaterにはある。

100ミリワット消費らしいので　出力は10～15mW.

3Ｖ供給では電流が流しにく苦労する。

　等価回路からは読みだせないがLM386等では電流が流れる。

自作派がつくるものよりも効率もよい。　

class bの日本人最高峰　回路 (JF1OZL  アンプ)。

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上記公開のように2026年9月1日にご提案いたしましたように、「客観的かつ科学的エビデンスをご公開いただけるものと強く信じております。」　　

1. 無信号（0V）のとき：
   出力段の下側では、常に「0.1mAの電流を下に引っ張ろう（吸い込もう）」とする回路が待ち構えています。
2. 電流の供給元：
   しかし、出力段の上側にあるプッシュプル用のトランジスタ（ダーリントン接続されたエミッタフォロア）は、この下側の吸い込み（シンク）に対して、完全にバランスが取れるような対称回路になっていません。
3. 結果としての「にじみ出し」：
   結果として、この内部のアンバランス（バイアス）を保つために、出力ピン（Output）側から外部の負荷（またはグラウンド）に向かって、約0.1mA？？（100μA）の電流が文字通り「ソース電流」として常に外部に溢れ出ていく状態が作られます。

BC184Cの3個つかい。Neve BA283 プリアンプ.

hfeが　max 940と高増幅度で ft=150Mhzと高域のヌケがよいトランジスタがBC184C。

動作説明のようにAM/FM変調を上手にかけてある。C=152が効く。

動作イメージは下図。

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PC音源とアンプ間の「ラインバッファー」

今日は「クローンのfront基板」を興してみた。out　VRは20Kオーム。　5Kだとガルンと歪とLtspice様が申すので、20kにして鳴らし中。

YouTube: 【自作・DIY】Neve BA283 プリアンプ・ クローン基板。ゲインは9倍。11Ｖ供給

Ltspice様によれば9vでも12vでも　出力、ゲインとも変化なしであった。シミレーションでは歪なしで2v超えらしい。

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現実は　この定数では10vで軽く発振した。3端子レギュレータを8vにして回路fix。　ltspice様のお話と現実とは　かなり整合しない。

ゲインは18dBとシミレーション様より多い。Freqは100Hzから120kHzまでフラット。

入力上限は 現定数で150mV。　この時出力は1.2Vほど。シミレーションより早く電圧の壁がきた。

ltspice　今回は目安には使えた。基本は、信じてはだめだ。

fftアナライズはわずか9次までしか計算しない「ご都合主義」。アンプ歪の３割５分ていどだけシミレーションしてくれる。しかしそれが真値とズレてる闇もある。オイラが云えるのはここまで、それ以上は云えないよ。

pc（asus  Ｈ97）を音源にしておるオイラにしてみてば　pcからは100mVなので、中押しアンプとしてほどよい。

通算616作目。RK-380.

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オイラの持ってるアナログオシロでは AM/FM変調具合の確認がむずかしい。

　しかし　音は格段によくなった。PC の蟹さんマークの音がよくなった。聞いていて楽しさを感じる音にかわった。　FM変調が効いているかんじだ。

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ltspice信者には

「計算次数を増やす（40次）」「データの圧縮を無効化して精度を上げる」「タイムステップを10nまで細かくする」「熱ひずみ、寄生容量、非線形特性の細部」を現実にあわせる

とhintをあげておく。

ビギナーがつくれる「真空管 1球レフレックス ラジオ」

感度は下の表参考にどうぞ。初心者向けと明示してある球ラジオが感度よい。

2022年から2023年にかけての作例。

回路図、部品表は2022年8月から公開中

部品表　：　6aw8list.pdfをダウンロード

樹脂パネル　：radio_panel.pdfをダウンロード

詳しいことは　ここ。　部品表と樹脂パネル図を公開中。回路図と基板RK-183はサトー電気webにて扱い中。

段間トランスを２個入れて　昇圧させるのもテクニックのひとつ。

YouTube: single tube radio :reflex and genny using 6KE8. :RK-194

YouTube: 6KZ8 one tube radio . d.i.y

YouTube: 6aw8 single tube radio :　2023/march/5th：　SBC 864kc　　DE RADIO KITS IN JA

YouTube: 真空管 1球レフレックス ラジオ 自作　：6EH8　　　　　DE RADIO KITS IN JA

2022年の作例だが、6EH8はそこそこ人気があるらしいが　「感度は低い」と表に明示済み。　球の流通はかなり少ないなずだ

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【境界調律】「Innocent Key」「俺だけ音質アップな基板」「2段C級動作アンプ」

まだ　ポリヒューズ（単価５円）のほうがいいよ。

　むだにコストUPして　安全性を失って、これはDIY歴史に残るぞ

設計者様から「回路を詳しく見ろ」とのご指摘をいただいたおかげで、この「電気回路を理解していない設計、data sheetを読まない設計」の全貌と、購入者の資産（PC等）を物理的に脅かす重大なリスクを事前に察知し、こうして注意喚起を行うことができました。その点においては、設計者様に誠に感謝申し上げます。

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

この　続きです。

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「diodeのカソード側に信号を入れて逓倍する。」技術

これ戦時中1942年の米軍技術が起点。　そのとき点接触型diode (1n4148の先祖）で成功した。

ラジオでfmワイヤレスマイク　や　逓倍利用マーカーを製作するときのセオリーだ。

タヌキと熊がコンニチハする田舎住まいのおっさんでも知っている定番技術。

現代の逓倍つきaudio回路がトラ技から紹介されていた。

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• なぜここで逓倍が必要だったのか？
  この無線機は40MHz〜48MHz帯という、当時としては非常に高い周波数（VHF帯）を使っていました。しかし、当時の技術では「高い周波数で直接、安定した電波を発振させる」ことが困難でした（すぐに周波数がズレてしまうため）。 [1]
• 米軍の解決策（周波数逓倍）
  そこで米軍は、17.85MHz〜21.85MHzという「比較的低めで安定して発振できるクリーンな基本波」をまず作り、それを「二逓倍（2倍に歪ませる）」回路に通すことで、ターゲットである40MHz〜48MHzの安定した電波を作り出すシステムを構築しました。 [1]

• 電波をさらに高いギガヘルツ（GHz）帯のマイク波へと引き上げるため、マサチューセッツ工科大学（MIT）の放射線研究所やベル研究所などが総力を挙げて研究を行っていました。 [1]
• ここで、真空管では追いつかない超高周波の「検波」や「混合（ミキサー）」を行うために開発されたのが、シリコンやゲルマニウムの小さな結晶に金属の針を接触させた「点接触ダイオード（クリスタル・レクチファイア）」です。この時生まれた半導体ダイオードの製造技術が、後のトランジスタ発明（1947年）へと繋がっていきます。 [1]

「技術的に深い解釈を行うことを目的としています」

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IC製法ですでに公開されておる　音色との関連をあげてみた。

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エンジニアであれば既知の公開済み情報（30年前からの公開物)なので、目新しいことではないがdiy派むけにどうぞ。

新川ボンダーが元気なころ（1980年から2000年）には　オイラもボンダーオペレートはできたし、　ccd カメラがチノン製だった。

新川ボンダーの育ての親は、富士電機　黒田部長。　部長には世話になった。

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山田製作所（アビックヤマダ）が元気なころには、時折　顔出しておった。　山田製作所時代が懐かしい。

音響向けicは　ボンダーは銅線使用がいまは主流。

オイラは、製造系のFA装置を設計するおっさんです。

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2段　C級動作アンプ（エレキサンド）をご紹介。

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「天地波形非対称増幅」型　AUDIO AMPをご紹介する。

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電圧帰還制御アンプの亜種。　「電流帰還ぽく偽装」してはある。

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負帰還ではなく　「AUDIO 用　正帰還アンプ」もご紹介する

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audio分野ではレアな　「Ｃ級動作アンプ( OP AMP による　ON/OFF 動作）」を紹介する。

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「アース側信号ラインが断したアンプ」をご紹介する

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IREでは、one deviceでの導通角で動作状態（バイアス）を呼ぶ。　つまりSEPPのように2 deviceで成立する回路は　B級になる。これが1931年以降の事実。

テクニクスも　CLASS Bで論文提出。

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NE5532.

「NE5532は無信号時に出力電流100uA流下する変態設計」です。

変態を利用した回路です。

YouTube: JF1OZL style .Emitter-follower-power-amplifier. test2. This model is RK-284.

おちていた。

1. LOWER側（Q6）：ダイオード（D2）の逆方向、あるいは遮断方向になるため、完全に動作を停止します（それだけです）。
2. UPPER側（Q5 → Q7）：全ての信号電流がUPPER側だけに集中し、Q5とQ7の間でトランスリニア（指数特性）による伝達が行われます。

アナログオシロでみたらクロスオーバー歪が確認できるとおもう。

ただしQ5→Q7での直線性は40dBくらいなので、アンプの信号レンジは40～50dbくらいだ。カレントミラーとは　そういう動作。ic内部であれば70dBくらいの信号レンジになる。

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どうやら　「境界調律」もふくめて　クロスオーバー歪があるAMPが流行りらしいことわかった、

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

診た、たま消た。

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DIODEをいれてショックレー方程式にあがなう回路と診るのが正しい。信号のリニア性はDIODEとVbeの喧嘩になる。

RFの周波数逓倍回路を　現代audioでみるとはおどろいた。信号ラインにDIODEをカソード上で吊るすと逓倍できる。だいたい30次あたりまで生成できる。

これをAUDIOでみる時代か、、

歪率は　diode次第だ

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公開回路が示すように　エコーサウンドデバイスを使っておる。

kuroda_amp120191221.pdfをダウンロード

人気？？の2SC2837の特性上で、不感帯モードが存在する、オマケに余韻もついてくる。　SEPP  AUDIO用としては疑念がつく。　

ベースに信号が入ってからawakeするまでの時間がサンケンから公開されておる。終段sleep状態は不感帯モード中。BIASは0.73V以上掛けないとだめだろう

電荷ぬくまで1.4μ秒は必要なので、音がまともにでてくるかはよくわからん。曲の終わりで無信号になっても余韻出てきそうだ。（データシートには残留音でる時間が1.4usあると明示してる)

余韻　ととるか　お邪魔な残留音ととるかは　user次第。

余韻はオシロ波形で公開されておった。　SR=30V/usと　OP627（SR=55v/us)の効果はある。　

進相によってアンプの平坦特性はきえるね。挙動的には1950年のインピーダンス利用のブースト回路にちかい。

と思って回路みたらピーキングコイルはいってるわ。なんだよ1950年の古典でした。75年前の古典をもってきたのが流行りか、、、。

トラ技の公開回路は　非線形動作を基本としておる。

アレキサンダー氏は　exp × log = Linear　になるように考えてある。特性同士での完全キャンセルは困難だが設計はそれをねらっている。

an211.pdfをダウンロード

この回路は、「自分でわざと信号をR11で捨て、C5で低域を切り、その破壊した分を高性能OPアンプの超能力（多量NFB）で力ずくで復元させている」設計コンセプトらしいですね。

余韻1.4usはトランスリニア回路??によって足算されて大きくなる。シングルトーンではバレナイが、マルチトーンではバレル。　IMDをみたいね。

和製の嘘

 トランスリニアから「電流の積が一定になる式Ic1 x Ic2 = Ic3 x Ic4 」　を導き出して一般に公開したのは、ハリス社や発明者のSteven R. Jost氏ではなく、

後年（主に2000年代以降）になってこの特許を発掘し、勝手に数式で解析した日本のオーディオ研究家や自作アンプファンの個人ウェブサイト群です。

後年のファンによる個人解析記事を、さも「1990年にハリス社が公式に発表した特許の数式である」ようにとらえておるのは間抜け。　英語特許読んでごらんよ。

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ギルバート氏が定義した「Translinear」の本当の語源は、以下のフレーズの略（造語）である。
"Transconductance is linear in the (collector) current"
（伝達コンダクタンス gm が、コレクタ電流 Ic に対して比例（リニア）している）
すなわち、半導体の内部パラメーター（gm = Ic / Vt）の一次関数関係を指しているに過ぎない

ギルバート氏は「電流密度の積はイコールです」を証明した。密度だよ。

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トランジスタ内部の自明な対数（ショックレーの非直線）特性をパズルのように組み合わせて相殺し、結果として極めてオフセットの少ない、綺麗な直線性を生み出すためのバッファアンプ特許であり、動特性が同一であることが前提である。　つまりIC内部でしか成立しない。

トランスリニア特許は、トランスリニアは、多重変調回路（　TRを抵抗レスでスイッチング動作させるIC 内部回路　：1974年執筆）。論文表題は　TRANSLINEAR CIRCUITS: A PROPOSED CLASSIFICATION

上図のように コレクター電流が10ピコアンペア～50uAでしか成立しないのね。工業系インテリなら既知だよ。

「電流密度の積が一定」これが、ギルバート氏の定理。

半導体製造工程においてのpn接合面についての理論を論文にしたので、バラ部品を対象にしていない。　アルファベットは J 或いはJcで表現される。

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まあ50Hzから70Ｈzのシングルトーンもみたいと思うのですね。

くりかえすが、トランスリニアは演算器向けの乗算回路なのですね。コレクター電流1pAからながしても50uAくらいの世界。　そうするとexp関数、log関数だけの支配化になって直線性が確保できるの。ここもlh0002, an-227に書いてある。

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1. ツェナー給電抵抗（R25：4.7kΩ）による大元の電流制限
   • Q8のベースを縛っているツェナーダイオード（ZD1：12V）には、メイン電源から R25 (4.7kΩ) を経由して電流が供給されています。
   • メイン電源が例えば±35Vだとすると、この抵抗を流れる電流は (35V - 12V) / 4.7kΩ ≒ 約4.9mA です。ツェナー自身の動作電流を引くと、Q8のベースに供給できる電流 Ibは最大でも数mA以下に厳しく制限されています。
2. Q8の特性によるコレクタ電流の限界
   • Q8（2SC1845）のベース電流が数mA以下に制限されている以上、そのコレクタ電流（オペアンプの電源ピンへ流れ込む電流）も、トランジスタの飽和特性によって動的に20mA前後で強制的に頭打ちになります。
3. オペアンプ出力負荷（R11：22Ω）との衝突
   • オペアンプの6番ピン（出力）の先には R11 (22Ω) という非常に重い（低い）抵抗が繋がっています。
   • 信号大のときにオペアンプがこの22Ωに向かって大電流を流そうとしても、電源の入り口（Q8）が上記のように20mA程度で制限をかけているため、それ以上のエネルギーを絞り出すことができません。

この20mAで終段は400Wほどドライブできて、エネルギー変換効率0.1くらだから出力40Wは成立する。　ただし入力と出力の相似性はよわい

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• 音が「ジャーン！」と鳴り響いている大信号時から、突然「静寂（無信号）」に切り替わるとき、スピーカーに送るべき信号（命令）は一瞬でゼロになります。
• しかし、パワー段のLAPTのベースには、直前まで大電流を流していた膨大な電荷（キャリア）が1.4µsもの間、文字通り「居残り」をしています。
• そのため、アンプは命令を無視して、ベース領域のキャリアが消滅（引き抜き、または自然再結合）するまでの1.4µs間、スピーカーへ勝手にダラダラと電流を垂れ流し続ける

• 1.4µs（0.0000014秒）という時間は、人間の耳で直接「音がまだ鳴っている！」と知覚できるほど長くはありません。そのため、クラシックの曲の終わりで本当に「残響」として耳に聞こえるわけではありません。
• しかし、「音の立ち下がり特性（過渡応答：トランジェント）」としては完全に致命傷を負っています。
• 楽器の音がピタッと止まったその瞬間の「無音への切れ味（静寂の美）」が、1.4µsの物性的なダラダラ（残留音の混入）によって完全にスポイルされ、音がどこか濁り、空間の空気感がボヤける原因になります。

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オイラ的には　エコーで1.4us鳴るデバイスはつかわないよ。　この時代に　エコー付きデバイスは流行らないとおもうけどなあ。　それとも流行りなの？？？

歪計のFFTは10次あたりまでなので、100kHzあたりから上の歪はノーカウント。　固定周期信号で測定するので超よい数字になる。歪エネルギー分布は信号より低い周波数でぱらぱらとある。　

　トラ技では動的歪は計測してくれてないので、実際の歪は不明。　

わざと計測しない手法もあるのがアンプの分野。

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[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

回路疑義が購入者から寄せられて確認したことが発端です。（検証したら、スプラッタアンプだと公開されてました）

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• オペアンプがどれだけ繊細に描き分けても、バッファで「一律カット」される: オペアンプの銘柄による「音の差」の多くは、微小な響きや倍音成分（数mV〜数十mVの世界）にあります。
• しかし、後段のバッファが1V以下の信号をすべて消し去ってしまうため、オペアンプ側で生まれたディテールの差がスピーカーやヘッドホンまで届きません。
   
   
• 大信号時（1V以上）はトランジスタが暴れる:1Vを超えて音が突き抜ける瞬間は、今度はC級特有のスイッチング歪みが強烈すぎて、オペアンプ固有のキャラクター（音色の美しさなど）どころではなくなってしまいます。

上のように繊細な音はC級動作のトランジスタが飲み込みます。

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USB　PORTの使い方からアウトでした。

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全体の流れです。

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ご指摘がありましたので、教材はwebから素直のお借りしました。（もっと詳しく見ろと叱られたので詳しくみました）。細部検証はまだ途中です。

終段に20mA程度しか流していないようですね。そこはノンリニア域とdata sheetでは公言しております。

グラフと赤字の指摘は、「設計者が設定した20mA（0.02A）というアイドル電流では、トランジスタの特性が最も悪い部分（グニャグニャに曲がった部分）を使うことになるため、忠実性に疑念が生じる」という普通のことですわ。

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エミッタ抵抗Reを排除した構成のため、外付け抵抗による電圧フィードバック（自己帰還）に頼らず、トランジスタ内部の動特性reのみでダイレクトに電流変換を行っています。」

つまりVceの直線範囲（　飽和してない領域　）だけ使えます

正し1mWが最大出力です。それを超えるとスプラッタアンプです。

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左の丸は低域で発振中、ボボボと聞こえそうなかんじ。或いは過入力でdc電源が変調されていることが多い。　基板側の電源周りが貧弱な可能性もすけて見える。

同じ強さで出力されない理由は、外部からは不明。　右はノイズの絨毯。

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通常トーンは下図のようになる。高域ノイズが全然ちがうのわかりますか？

地球上での測定なので、絶対的な「熱雑音の壁（約-131dBV）」を超えられない。-120dBv,-130dBvで計測を切っている。計測者は電気物理を理解しておる。

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• 入力トポロジーの変更: NPN差動入力からPNPへ変更。入力バイアス電流の極性が反転し、周辺回路によっては予期せぬオフセット電圧や動作不良を招く。
• 絶対最大定格の低下: ±22Vから±18V（合計36V）へ引き下げ。プロオーディオ機材で一般的な±17V〜±18Vレールで運用すると、マージンがゼロになりチップが破損する。
• 無信号時の電流出力　　100uA程度の出力電流がでてくる変態　OP AMPであるが、これがなくなった。

  

  

• 高域でのオープンループゲインの枯渇（NFの消滅）:
  オペアンプ（OPA1602など）は高域ほど増幅特性が急激に低下する。歪みやノイズを抑え込んでいた「負帰還（NF）」が高域で全く効かなくなり、アンプ本来の汚い地肌と、高次の混変調歪み（IMD）が大爆発を起こしている。
• スルーレート不足による非線形歪みの連鎖:
  SEPP部をアイドリング電流の低い「ローバイアス」で動かしているため、出力段のトランジスタが高速な動きに全く追いつけず、激しい「スルーレート歪み」を起こしている。グズグズになった高域信号同士が互いをAM変調（モジュレーション）し合い、大量の「子分（サイドバンド歪み）」を引き連れて群生している。
• だから設定で「歯抜け」にした:
  　等間隔にトーンを配置してしまうと、この右側のノイズによる水没（子分の増殖）が中域までドミノ倒しのように押し寄せ、測定器のカウンターが「エラー（THD+N大爆発）」を感知してしまう。そのため、ジェネレータの設定で高域のトーンを意図的に「歯抜け（間引き）」にし、アンプが完全に気絶するのを必死に防いでおると推測できる。

• PC由来の強烈な高周波スイッチング雑音によるGND汚染
• 空間を飛び交うWi-Fiや家電の電磁ノイズ（EMI/RFI）
• 回路の温度（25℃）がもたらす熱雑音の物理限界

1. 左端の直流（低域）に変調のうねり（電源変調）がないか？
2. 右端のノイズ床が右肩上がりに大爆発（ゲイン枯渇）していないか？
3. ジェネレータの信号が入力値上限（0dBFS）を避けて都合よく「歯抜け」に手加減されていないか？

　ファラデーシールド工事は軽自動車の購入金額より高価であり、マイ電柱工事はコンクリ支柱20万円＋高所作業車費用＋工賃＋材料費、それに交通誘導費用が加算される。

　6600vのstepdownトランスは日立製品が一番質がよい。いまは、10KWで15万円程度だ。高圧トランスの性能は付属実測データ表みればわかる。幸い500kw~50MWあたりの日立トランスであればオイラが世話になってる会社の守備範囲だ。

　オーディオ専用地球アース工事　は地質との相談になるが200万程度からになる。　都市部ではレクサス程度の費用になる。　

　ま、土地持ち人間にしか出来ないことである。

　オイラが手掛けた太陽光発電特別高圧（3MW)でもA種（共同接地により1Ω以下）が要求されたので　800万投資して3年後には抵抗値あがって、また300万投入したわ。年換算100万円ていどこの田舎じゃ必要だわ。　低抵抗値の維持もゼニ持ちしかできないことだわ。

「ファラデーシールドでノイズを63dB前後下げる」のが施工した上限。それを超えるノイズ減衰無理。産総研からの届いたシールド工作物の仕様書も最低減衰量60dBだね。1回納入したら5年後にまたオーダーきて納品したよ

　　だから　電源周りの接地抵抗が重要になる。

日本の住宅事情でコンクリアパートではSN80dBの確保は無理。75dB前後が限度。

常温環境では、　-131dBV（約0.3 microvolts：0.3μV）は上限。

日本のaudio diy系　はさほど科学的に進めてないことを公開しておるwebsiteが多いですわ。audioは神話でなく科学で考えたいですね。

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大切なので　もういちどUPしておきます。

さて、高速CCD撮像動画での反論をお待ちしております。

どこかのおじさんが噛みついてきたので、設計者側公開データをもとに反論したました。それだけのことです。

　エレキ用としてgoodだと評価しておることをお忘れなくお願いいたします。

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特徴としては

1.biasがウルトラ浅いのでリニア性はほぼない。

2, 中間トランジスタのVbeが　ゼロボルト⇒0.67Vになるまで　35n秒は必要（　スイッチング動作)　IRE定義で　完全なＣ級動作。

3: sepp をリニア動作させるには Vbe 0.9v~1.0v必要（data sheet参照）.2段でのC級動作確定。audio用　amp分野では世界初。　　ずばりエレキサウンドに特化しておる証明。

4: 歪まない範囲でのAMPの最大出力は　Vceに左右され、このTRでは1mW？？くらいが最大出力。

5

. 広域でスプラッターを撒くエビデンスが公開されている。　強くないが低域発振も存在しる。

Ｘ-yaha. 12AU7を低圧 A級動作（12AU7+NE5532 直結）は6月に公開済みだが

「12AU7＋コンデンサー＋NE5532」にしてみた。

YouTube: X-yaha plus。model is rk-376.

15Ｖ供給で出力は0.3V   8.2オーム負荷。11mWだ。上側の電圧の壁が最初にきた。

50Hz~100kcまでフラット。

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通算615作目；　RK-376

X-YAHA plus カソードフォロア

C6コンデンサー4700Pと抵抗R26で　直列共振が320KHZあたり。　実際には170KHZまでさがる。　直列共振のQが4？くらいでしょ？

1MHzで　Cob=30pf。　高域は垂れて音の抜けは悪い。

おまけに　そのCob（総容量210pf)がC6+R26の共振回路に影響してくる。

• 巨大な寄生容量Cob）の加算: 前の画像で指摘されていた通り、2SC2655はCob=30pFの重い容量を持っています。これが複数パラレル接続されているため、合成容量が跳ね上がります。
• 基板のパターンL: シンプルさを優先した配線パターンが持つ浮遊インダクタンス。

• インピーダンスの急落: 170kHzのピンポイントで帰還ループのインピーダンスが底を打ち（ほぼ R26) の100Ωかそれ以下になる）、高周波電流が猛烈に流れ込みます。
• 位相の超特急ジャンプ: 共振点を境に位相が急激にひっくり返るため、先ほど話に出た「進相コンデンサによる残り90度のマージン」が、この170kHzのQの山（谷）によって一瞬で消し飛びます

Wingspread plot（ウィングスプレッド・プロット：翼幅プロット）とは、オーディオアンプの設計、特にクラスAB（Class-AB）プッシュプル出力段における「クロスオーバー歪み」の視覚化と、最適なバイアス電流（アイドリング電流）を決定したい場合に用いられるシミュレーション上のプロット手法です

2011年公開の設計手法です。2011年に発行された彼の著書『Designing Audio Power Amplifiers』（第1版）です

視認的には　ここがいい。

「Bob CordellのWingspread plot」で検索。

• 2010年〜2011年（広く一般に公開）：
  Bob Cordell氏がアンプ設計のバイブルとなる書籍を執筆・出版し、その中でLTspice等のシミュレータを使ってクロスオーバー歪みを視覚化する「ウイングスプレッド・プロット」の具体的手法を明かしました。
   
   
  [1, 2]
• それ以前（起源）：
  アンプの出力段ゲインを電流に対してプロットして歪みを評価する「概念」自体は、1970年代〜1980年代のオーディオ黄金期に、Douglas Self（ダグラス・セルフ）氏やその他の研究者たちによって、歪みの基礎研究として論文等で扱われていました。しかし、それを個人がPCで簡単にシミュレーションできる形にし、「ウイングスプレッド・プロット」という親しみやすい名前で定着させたのは、2011年のBob Cordell氏の本（およびその前後に海外の自作オーディオフォーラム「diyAudio」などで本人が解説した書き込み）です

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• 横軸（X軸）： 出力段から負荷へ流れ込む 「出力電流（または出力電圧）」
• 縦軸（Y軸）： 出力段の 「ゲイン（伝達利得：ΔVout /ΔVin）」 [1, 2]

• 最適バイアス（Optimum Bias）：
  中央（クロスオーバー領域）から両翼（大電流領域）にかけて、ゲインの落ち込みや突き上がりが最も少なく、全体的に最も平坦（フラット）な状態になります。これを見つけるのがこのプロットの最大の目的です。 [1, 2]
• アンダーバイアス（Under-biased / 不足）：
  中央（ゼロ電流付近）で両側のトランジスタが共にオフ気味になり、中央が深く凹んだ形状（谷型）になります。これは激しいクロスオーバー歪みを引き起こします。
• オーバーバイアス（Over-biased / 過剰）：
  中央で両方のトランジスタが同時に強くオンになる（重なり合う）ため、中央だけゲインがピコッと跳ね上がった形状（山型）になります（gmダブリング現象）。 [1]

1. 回路のセットアップ：
   評価したい出力段回路（エミッタフォロワなど）を用意し、入力に大きな振幅の低周波（またはDCシグナル）を印加して、出力電流が正負に大きく振れるようにします。
    
    
2. ゲインの抽出：
   シミュレーション上で dV(out)/dV(in)（入力電圧に対する出力電圧の微分＝局所ゲイン）を計算させます。
3. プロットの変更：
   プロット画面の横軸（デフォルトは時間や入力電圧）を、「負荷に流れる電流 I(Rload)」 に手動で変更します。 [1, 2]

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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終段のseppをリニア動作させるには、アイドル0.25A必要と公開されています。

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常時0.25Aの2SC2655の7パラです。0.25Ax 7=1.75Aがミニマムになります。　2Aは欲しいですね。

「 無帰還ヘッドホンアンプ」らしいですが、回路をみるとフライングNFBが導入されていました。

AUDIO 史上　例が非常に少ない、フライングNFB　（フォワードフィード）です。

FFB(フォワードフィード)の共振周波数は　472と抵抗値できまりますが、200kHz？中心のnfbなので可聴周波数への影響は小さいとおもいます。　ただ進相コンデンサーでの「復路＝往路」戻しですので事故る要素もあります。

SEPP部の電流増減をlog対数で縛っているので、リニア動作にはなりません。　

緑範囲で混雑するので　「tone+tone」　が電源ライン貧弱起因で揺れると new toneが乗算される可能性大。（単なる変調器に転落する？？）

上下波形に継ぎ目がでる回路なので、下のような繋ぎがアナログオシロでみえるよ。100kHz.

往路、復路が同じラインなので　どうなるか？？？

元信号は完全に天地分離回路（これをIRE 定義で　B級動作と呼ぶ）。

　加えて地側は信号が遅れて伝わる。しかし終段に伝わる前まえにフライングnfbをもらうのだ。　波形イメージがわかないぜ、すんごい、

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1. 上側（upper）が先行して勝手に出力する
2. 前段のNFBの引き戻しポイント（青矢印の根元）は、その「upperの先行出力」を即座に感知する
3. 前段は「おい、プラス側が出すぎだ！今すぐマイナス側（lower）を引っ張って引き戻せ！」とNFB（負帰還）をかける
4. しかし、lowerの信号本線は100ns後ろを歩いている最中なので、NFBのほうが先にlowerのトランジスタのベースに突っ込んでしまう

1. 中央の緑範囲で、ただでさえ時間軸のズレた信号たちが混ざり合っている。
2. そこへ、貧弱な電源のせいで「激しく上下に揺れ動く電源電圧」が襲いかかる。
3. トランジスタの足元（電源）が揺れるということは、信号を「揺れている電圧で掛け算（乗算）」することと同じになります。

• 信号のルートが非対称（100nsのズレ）
• ズレたせいで波形上ではC級動作になる。
• 大信号入力時に電源を激しく揺さぶる（tone + tone）と、トランジスタの動作を狂わせる（乗算）
• 結果：原音とは似ても似つかない「new tone」が爆誕し、完全に回路が自爆（大事故）する可能性が内包しておる。

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[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

• 特性が完全に「曲線」である：
  この領域では、グラフの線が右上がりにグニャッと急カーブを描いています。
• 入力信号との相似性がない（音が歪む）：
  アンプは「入力された波形をそのまま綺麗に大きくする（相似形を保つ）」のが仕事です。しかし、このカーブ（曲線部）でトランジスタを動かすと、入力電圧の変化に対して出力電流が非線形（いびつな形）に変化してしまいます。結果として、「入力信号の形が崩れてしまい、盛大な歪み（高調波）が発生する」ことになります。

• 0.4Aから上が「直線」になる：
  グラフを見ると、コレクタ電流が0.4A（400mA）を超えたあたりから、線がまっすぐ綺麗な直線（リニア）に立ち上がっています。
• 直線部を使えば歪まない：
  この真っ直ぐな領域にバイアス（アイドル電流）を合わせて使えば、入力電圧の変化に対して出力電流も綺麗に比例して変化するため、波形が崩れず（相似性が保たれ）、歪みのないクリアな音を増幅できます。

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2sc5566の特性図、低Vceをみれば　duty 50%で使うスイッチング用だよ。

基本はこのsite　(日本語）　にあるので読むべき

英文として以下の3つはお薦め

1,Bob Cordell 『Designing Audio Power Amplifiers』

2,『Audio Power Amplifier Design』 著：Douglas Self（ダグラス・セルフ）

3,Thomas-C.-Hayes-Paul-Horowitz    The-Art-of-Electronics-1989

IbとIcはリニアでないので注意。日本語圏でこれを指摘しておるのは さきほどのwebmaterだけ。日本　audio diyはそれなりなので、　英語圏で学んだ方がいいかと思う。

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2SC1815のaudio amp用　bias. 　

単純なエミッター接地では2mA程度だが　HI-FI用には直線部をつかう。ネライのBASE　電位も決まってくる。100mAでは熱暴走することを確認済み。

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電位を上げすぎると放熱でくるしむので、低電圧大電流でつかう、。他trでは無線では24v 200wも多々みかる。　2sc3422は　エミッタ接地時にはVce=2vで使えとのメーカー指定だ。

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Vceを上げていくと歪が増える。これは特性図に公開されていないが、回路設計屋の常識。

下図ノイメージ。　5v供給のほうが直線性高い、

Vce を高くしていくと、ベース・コレクタ間の逆バイアス電圧が大きくなるため、ベース領域の「空乏層」がどんどん広がっていきます。
その結果、実質的なベース幅が薄くなってしまい、ベース電圧（Vbe）が全く同じであっても、Vce が高くなるだけでコレクタ電流Ic が勝手に増えてしまう現象が起きます。これが原因で、高い電圧領域でも綺麗な直線にならず、湾曲（非線形）が生じます.

メーカーは　最も直線出力になるVceを数字で公開してある(エミッター接地).

2SC3422ならば　Vce=2v

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• 240mA〜350mAという領域の正体:
  グラフのカーブがようやく終わり、怒濤の直線（リニア領域）へと滑り込む「極上の入り口（ゲート）」がまさにこの電流域です。
• Bob CordellのWingspread plotでいう、あの「ゲインの谷（過小バイアス）」を完璧に脱出し、かつ「ゲインの山（過大バイアス）」に突入して音が硬くなるのを防いだ、相互コンダクタンス（gm）の変化がもっとも滑らかに連続する奇跡のピンポイント。

「　Bob Cordell's Power amplifier book」で検索してください。日本で上記動作を説明しておるところはレアですが、英語圏ではかなりみつかります。

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audioで　hi-fiを狙うなら、最大定格Icの20~40%程度をアイドリングにすると艶のある音になる。放熱とのバランスで決定。

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「艶の無いaudio 回路」を紹介します。

「audio 分野」での「Ｃ級動作例」。

1：「HPA-1000無帰還A級オールディスクリート・ヘッドホン」　【境界調律】で有名なSITEで公開中のHPA-7。

これは、upper と lower の信号到着時間差があるaudio ampです。lower 信号到着よりもupper起因のnfbでジャブのように撃たれます。

もちろん　[完全B級]です、　[天地波形は分断]され、[波形連続性はNFBで否定]します。つまりC級動作です。

上記のように　C６とR26の直列共振を利用し、進相で高域をもどします。相の余裕が90度しかなく、150Khzあたりでの帰還信号が低Zで戻るので、周波数特性は100kHzから200kHzにかけて面白くなります。

 アナログオシロで観測すると　クロスオーバーしていないことがわかると思います。

2：

OP AMPで後段をON/OFF(スイッチング）動作させてます。　入力信号は切断されます。