[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」
「海苔音出基板」「海苔音源」も微細な音を消し去って、信号レンジを狭めておることは同じです。異母兄弟みたいなものでわ、
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USB PORTの使い方からアウトでした。
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どこのおじさんがAIを使ったら嫉妬してた。 嫉妬するなら使えばいいだろう。権利は平等にあたえれている。スタートラインはおなじだ。 AI君のすごいところは、オツム具合に応じて対応することだ。 それなりの人にはそれなりの返答になる。
ここですよ。 ここも
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【境界調律】Innocent Key「俺だけ音質アップな基板」のC級動作疑惑を追う
終段のベース電流ゼロで測定したのを持ち出されてもね。 寝てるTRをどうやって計測したの？の疑念がでてくるだけ。
設計者はturn onの意味がわからないらしい。 理解しておれば こんな間抜けな回路にはしない。 これが物つくり日本でなくなった遠因だろう
電気物理学的には、ONSEMIのデータシートを超えるエビデンス（高速ccd撮像での証明）がでてくるはずだ、 それを待っている。
歪率の測定仕組みについて言及しておく
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教科書が教えないアンプの真実：なぜC級動作の「波形欠損」は測定器をすり抜けるのか？
先日の回路検証記事に対し、多くのアクセスとご意見をいただきありがとうございます。
本コラムでは、電気物理および測定工学の観点から「時間軸（タイムドメイン）から見た回路設計の真実」について、客観的なファクトを解説します。
論点は非常にシンプルです。
「どれだけ測定上の歪率（THD）が優秀であっても、無信号時に出力段へアイドル電流が流れない回路は、定義上100%『CLASS C（C級動作）』である」という冷徹な物理原則です。
なぜ、1μsものターンオン遅延（不感帯）を抱えて波形が途中で引きちぎれているアンプが、測定器の上では「0.00x%」という美しい数値で完全犯罪を成立させられるのか。そこには測定工学が抱える2つの巨大なトリックが隠されています。
【第1章】連続する「繰り返し波形」が作り出すNFBのトリック
アンプの歪率（THD）を測定する際、測定器は 997Hzなどの単一の「サイン波（正弦波）」を入力し続けます。ここに最初の盲点があります。
入力信号が「連続する繰り返し波形（定常波）」である場合、オペアンプの超高速なNFB（負帰還）は、時間軸上でその補正動作を綺麗に「重ね合わせる」ことができます。
1周期目のゼロクロスでは、オペアンプは後段のトランジスタが完全に眠っている（オンセミのデータシートにある35ns〜実質1μsのターンオン遅延）ことに驚き、慌てて出力をステップ状に跳ね上げて（ジャンプ現象）不感帯を埋めにいきます。この瞬間は強烈なタイムラグ（位相遅れ）が発生しています。
しかし、全く同じ周期、全く同じ振幅の波形が何千、何万回と繰り返されると、回路全体が「一定のテンポで、次にトランジスタを叩き起こすタイミング」に同期（ロックオン）してしまいます。測定器はその定常状態に達した波形の「全体の平均値」を数秒間にわたって計算するため、時間軸上の決定的な空白（遅延）は綺麗に平均化され、隠蔽されてしまいます。
これが、音楽信号（過渡応答）では一切通用しない、「繰り返し波形によるNFBのトリック」です。
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【第2章】測定器の仕様がもたらす「上限倍数の壁」と高次高調波の切り捨て
「百歩譲ってNFBがタイミングを重ねにいったとしても、トランジスタが物理的に立ち上がる瞬間、波形は途中でプツッと引きちぎれて（欠損して）いるはずだ。なぜその欠損そのものが歪率計に引っかからないのか？」
これこそが、測定器の目を完全にすり抜ける第2のトリック、「上限倍数の壁」です。結論から言えば、出力された信号が途中でどれだけ欠損していても、現在の歪率測定の仕組み上、その欠損情報は数値とは「無縁」になります。
1. FFTや歪率計が見ているのは「10次まで」の狭い世界
全高調波歪率（THD）の計算やFFTアナライザーによる歪み抽出では、無限の次数を計算しているわけではありません。JIS規格や測定器の基本仕様、あるいはアンプ開発時の標準的な設定において、「基本波（f）に対して何次までの高調波を合算するか」の上限が定められています。
通常、一般的なFFTや歪率計は10次（10f）まで、高級なオーディオアナライザーでもせいぜい20次〜50次程度までしか歪み成分としてカウント（合算）しません。10次（1kHz入力なら10kHz）を超える超高次のスペクトルは、測定器内部の演算やフィルターによって、最初から歪率の数値に1ミリも加算されない仕組みになっています。
2. 「波形の欠損」は数100次〜数1000次の超高次へ分散する
トランジスタが眠っていることによって、ゼロクロス付近で波形がプツッと途切れる「時間軸上の局所的な欠損（引きちぎれ）」は、フーリエ変換の数学的性質上、「超広帯域に分散した無限に近い超高次高調波（数100次〜数1000次以上）」へと変換されます。
つまり、C級動作がもたらす致命的な波形破壊のエネルギーの大部分は、測定器がのんきに監視している「10次まで」の狭いエリアを遥かに飛び越えて、数百kHzから数MHzという「測定器の計算対象外のゴミ箱」へとすべて逃げてしまうのです。
3. 歪率の数値は「無罪」、しかし音楽は……
測定器の画面には、フィルターを通過できたわずかな低次の高調波（2f, 3fなど）だけを合算した「0.00x%（極めて優秀）」という数値が表示されます。
測定器の数値が美しいのは、回路が優秀だからではありません。「測定器の目（上限倍数の壁）が、引きちぎられた超高次歪みのスピードに追いついていないだけ」という、測定規格の構造的欠陥を利用した完全犯罪のトリックなのです。
画面上のデータという「静止画」に騙されず、時間軸という「動画」で回路を見つめ直したとき、初めてアンプの真の姿が浮かび上がってきます。
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第3章】IMD（混変調歪率）すら潜り抜ける「波形欠損」と、人間の耳の神秘
第2章では、単一サイン波を用いたTHD測定において、FFTの「10次上限の壁」によって波形欠損が隠蔽されるトリックを解説しました。
では、オーディオの実動作（複数音のブレンド）に近いとされるIMD（混変調歪率）測定ではどうでしょうか。ここにも、時間軸の概念を無視した測定器ならではの落とし穴が存在します。
1. IMD測定の仕組みと、C級アンプの「すり抜け」
IMD測定（CCIF法やSMPTE法など）は、高低2つの異なる周波数（例えば19kHzと20kHz）を同時にアンプに入力し、その「引き算（1kHz）」や「足し算（39kHz）」によって生まれる相互の歪み成分を測定するものです。一見、単一サイン波よりシビアに思えます。
しかし、このIMD測定もTHDと同様に「あらかじめ決められた特定の周波数エリア（低次の差音・和音）」しか測定計算の対象にしていません。
トランジスタのターンオン遅延（公報35ns〜実質1μs）が引き起こすゼロクロス付近の「プツッという局所的な波形欠損」は、前述の通り数MHzに及ぶ超高域のパルス状の歪みエネルギーへと変換されます。この超高次歪みは、IMD測定器が厳重に監視している「1kHzの差音」といった特定の低周波エリアにはほとんど落ちてきません。結果として、IMDの測定結果もまた「0.00x%」という無罪放免の数値を出してしまうのです。
2. 測定器には見えない「波形欠損」を、人間の耳（聴感）が100%検知できる理由
測定器（THD / IMD）の目を完全に潜り抜けた「1μsの時間の空白（波形欠損）」。しかし、人間が音楽を聴くと、それは「音の消え際の不自然さ」「余韻の消失」「ノイズ感」としてダイレクトに暴かれてしまいます。
なぜ人間の耳は、最新の精密測定器すら見落とす歪みを取りこぼさないのでしょうか。
① 人間の耳は「時間軸（タイムドメイン）」の超精密センサーである
測定器は、信号を何秒間もキャプチャして平均化（FFT演算）する「周波数軸（周波数ドメイン）」で音を見ています。そのため、1マイクロ秒という「一瞬の空白」は全体に薄められて消えてしまいます。
対して人間の耳と脳（聴覚システム）は、音が空気を震わせて届く「立ち上がりの時間差（数マイクロ秒〜ナノ秒単位）」をダイレクトに感知する時間軸のセンサーです。 人間はこの超微細な時間軸のズレ（位相差）を利用して、音がどこから鳴っているか（音像定位）や、空間の広がり（空気感）を脳内で立体的に組み立てています。アンプが出力信号の途中を一瞬でも引きちぎってしまえば、脳はその「時間軸の連続性の破壊」を即座に異物として感知します。
② 「オペアンプの音の差が消える」の真の正体
購入者が「このアンプの音はおかしい」と気づき、webnaterが「オペアンプの音の差が消える」と見抜いた本質がここにあります。
オペアンプごとの銘柄による音の違い（空間表現やニュアンスの差）は、まさにこの数ナノ〜数十ナノ秒単位の「緻密な時間軸の追従性の差」です。後段のC級バッファが物理的に1μsもの「時間の暗黒（遅延）」を作り出して波形を欠損させている以上、オペアンプがどれだけ繊細な時間情報を出力しても、すべて後ろの壁で消去されます。
測定器が「10次までの平均値（THD）」や「特定のエリア（IMD）」だけを見て「歪みゼロのAB級」と呼んでいるアンプの裏で、人間の耳は時間軸の連続性が破壊されたC級動作の現実を正確に聴き取っていたのです。
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💡 webmaterからのまとめ
「測定器の数字が良い＝音が良い」ではない。それは、測定器が時間（Time）の概念を持たない周波数軸の平均化マシンだからです。
データシートが公報する「35ns」という物理の現実は、いくらNFBや測定器のフィルターで隠そうとしても、音楽という時間軸の芸術、そして人間の聴覚の前には一切隠し通すことはできません。
時間軸で動作回路を診る。単にこれだけのこと。
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この回路では後段部 信号はクロスしない。
LT1227なのですこしだけ後段へのベース電流がでていたが、「 SLEEP ⇔ AWAKE 」の挙動で通常は軽微発振するはず。
2sc5566もturn onは 25ns？？？なので、4個あるから awakeするまで10から100μ秒だろうと。 メカ制御シーケンサーの考えが入ってる。上流がON したら後段もONするが、 直にトランジスタなので電荷影響が大きいのね。
FETでこのロジックならまだわかるけど、それでも信号はクロスしないからB 級。
LME46270は無信号時の出力電流が1ケタ小さくので、SEPP部は SLEEP からおきだすまで少しお時間が必要になった。
OPA1602が現行らしいが、 無信号時に出口から0.5mAでてくる古典IC(3インチ時代？？）ならCLASS B動作にはなる。
もともと3インチ時代の思想だったようにもおもえる
エレキアンプとしてgoodなの、
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トランジタを直駆動した回路（TRはCLASS A動作 ；供給電位低いとB級動作？？）
audio用ampで2sc5566を使うのならばアイドル電流は400mAくらい必要。
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