[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

この　続きです。

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「diodeのカソード側に信号を入れて逓倍する。」技術

これ戦時中1942年の米軍技術が起点。　そのとき点接触型diode (1n4148の先祖）で成功した。

ラジオでfmワイヤレスマイク　や　逓倍利用マーカーを製作するときのセオリーだ。

タヌキと熊がコンニチハする田舎住まいのおっさんでも知っている定番技術。

現代の逓倍つきaudio回路がトラ技から紹介されていた。

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• なぜここで逓倍が必要だったのか？
  この無線機は40MHz〜48MHz帯という、当時としては非常に高い周波数（VHF帯）を使っていました。しかし、当時の技術では「高い周波数で直接、安定した電波を発振させる」ことが困難でした（すぐに周波数がズレてしまうため）。 [1]
• 米軍の解決策（周波数逓倍）
  そこで米軍は、17.85MHz〜21.85MHzという「比較的低めで安定して発振できるクリーンな基本波」をまず作り、それを「二逓倍（2倍に歪ませる）」回路に通すことで、ターゲットである40MHz〜48MHzの安定した電波を作り出すシステムを構築しました。 [1]

• 電波をさらに高いギガヘルツ（GHz）帯のマイク波へと引き上げるため、マサチューセッツ工科大学（MIT）の放射線研究所やベル研究所などが総力を挙げて研究を行っていました。 [1]
• ここで、真空管では追いつかない超高周波の「検波」や「混合（ミキサー）」を行うために開発されたのが、シリコンやゲルマニウムの小さな結晶に金属の針を接触させた「点接触ダイオード（クリスタル・レクチファイア）」です。この時生まれた半導体ダイオードの製造技術が、後のトランジスタ発明（1947年）へと繋がっていきます。 [1]

「技術的に深い解釈を行うことを目的としています」

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IC製法ですでに公開されておる　音色との関連をあげてみた。

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エンジニアであれば既知の公開済み情報（30年前からの公開物)なので、目新しいことではないがdiy派むけにどうぞ。

新川ボンダーが元気なころ（1980年から2000年）には　オイラもボンダーオペレートはできたし、　ccd カメラがチノン製だった。

新川ボンダーの育ての親は、富士電機　黒田部長。　部長には世話になった。

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山田製作所（アビックヤマダ）が元気なころには、時折　顔出しておった。　山田製作所時代が懐かしい。

音響向けicは　ボンダーは銅線使用がいまは主流。

オイラは、製造系のFA装置を設計するおっさんです。

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2段　C級動作アンプ（エレキサンド）をご紹介。

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「天地波形非対称増幅」型　AUDIO AMPをご紹介する。

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電圧帰還制御アンプの亜種。　「電流帰還ぽく偽装」してはある。

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負帰還ではなく　「AUDIO 用　正帰還アンプ」もご紹介する

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audio分野ではレアな　「Ｃ級動作アンプ( OP AMP による　ON/OFF 動作）」を紹介する。

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「アース側信号ラインが断したアンプ」をご紹介する

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IREでは、one deviceでの導通角で動作状態（バイアス）を呼ぶ。　つまりSEPPのように2 deviceで成立する回路は　B級になる。これが1931年以降の事実。

テクニクスも　CLASS Bで論文提出。

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NE5532.

「NE5532は無信号時に出力電流100uA流下する変態設計」です。

変態を利用した回路です。

YouTube: JF1OZL style .Emitter-follower-power-amplifier. test2. This model is RK-284.

おちていた。

1. LOWER側（Q6）：ダイオード（D2）の逆方向、あるいは遮断方向になるため、完全に動作を停止します（それだけです）。
2. UPPER側（Q5 → Q7）：全ての信号電流がUPPER側だけに集中し、Q5とQ7の間でトランスリニア（指数特性）による伝達が行われます。

アナログオシロでみたらクロスオーバー歪が確認できるとおもう。

ただしQ5→Q7での直線性は40dBくらいなので、アンプの信号レンジは40～50dbくらいだ。カレントミラーとは　そういう動作。ic内部であれば70dBくらいの信号レンジになる。

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どうやら　「境界調律」もふくめて　クロスオーバー歪があるAMPが流行りらしいことわかった、

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

診た、たま消た。

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DIODEをいれてショックレー方程式にあがなう回路と診るのが正しい。信号のリニア性はDIODEとVbeの喧嘩になる。

RFの周波数逓倍回路を　現代audioでみるとはおどろいた。信号ラインにDIODEをカソード上で吊るすと逓倍できる。だいたい30次あたりまで生成できる。

これをAUDIOでみる時代か、、

歪率は　diode次第だ

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公開回路が示すように　エコーサウンドデバイスを使っておる。

kuroda_amp120191221.pdfをダウンロード

人気？？の2SC2837の特性上で、不感帯モードが存在する、オマケに余韻もついてくる。　SEPP  AUDIO用としては疑念がつく。　

ベースに信号が入ってからawakeするまでの時間がサンケンから公開されておる。終段sleep状態は不感帯モード中。BIASは0.73V以上掛けないとだめだろう

電荷ぬくまで1.4μ秒は必要なので、音がまともにでてくるかはよくわからん。曲の終わりで無信号になっても余韻出てきそうだ。（データシートには残留音でる時間が1.4usあると明示してる)

余韻　ととるか　お邪魔な残留音ととるかは　user次第。

余韻はオシロ波形で公開されておった。　SR=30V/usと　OP627（SR=55v/us)の効果はある。　

進相によってアンプの平坦特性はきえるね。挙動的には1950年のインピーダンス利用のブースト回路にちかい。

と思って回路みたらピーキングコイルはいってるわ。なんだよ1950年の古典でした。75年前の古典をもってきたのが流行りか、、、。

トラ技の公開回路は　非線形動作を基本としておる。

アレキサンダー氏は　exp × log = Linear　になるように考えてある。特性同士での完全キャンセルは困難だが設計はそれをねらっている。

an211.pdfをダウンロード

この回路は、「自分でわざと信号をR11で捨て、C5で低域を切り、その破壊した分を高性能OPアンプの超能力（多量NFB）で力ずくで復元させている」設計コンセプトらしいですね。

余韻1.4usはトランスリニア回路??によって足算されて大きくなる。シングルトーンではバレナイが、マルチトーンではバレル。　IMDをみたいね。

和製の嘘

 トランスリニアから「電流の積が一定になる式Ic1 x Ic2 = Ic3 x Ic4 」　を導き出して一般に公開したのは、ハリス社や発明者のSteven R. Jost氏ではなく、

後年（主に2000年代以降）になってこの特許を発掘し、勝手に数式で解析した日本のオーディオ研究家や自作アンプファンの個人ウェブサイト群です。

後年のファンによる個人解析記事を、さも「1990年にハリス社が公式に発表した特許の数式である」ようにとらえておるのは間抜け。　英語特許読んでごらんよ。

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ギルバート氏が定義した「Translinear」の本当の語源は、以下のフレーズの略（造語）である。
"Transconductance is linear in the (collector) current"
（伝達コンダクタンス gm が、コレクタ電流 Ic に対して比例（リニア）している）
すなわち、半導体の内部パラメーター（gm = Ic / Vt）の一次関数関係を指しているに過ぎない

ギルバート氏は「電流密度の積はイコールです」を証明した。密度だよ。

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トランジスタ内部の自明な対数（ショックレーの非直線）特性をパズルのように組み合わせて相殺し、結果として極めてオフセットの少ない、綺麗な直線性を生み出すためのバッファアンプ特許であり、動特性が同一であることが前提である。　つまりIC内部でしか成立しない。

トランスリニア特許は、トランスリニアは、多重変調回路（　TRを抵抗レスでスイッチング動作させるIC 内部回路　：1974年執筆）。論文表題は　TRANSLINEAR CIRCUITS: A PROPOSED CLASSIFICATION

上図のように コレクター電流が10ピコアンペア～50uAでしか成立しないのね。工業系インテリなら既知だよ。

「電流密度の積が一定」これが、ギルバート氏の定理。

半導体製造工程においてのpn接合面についての理論を論文にしたので、バラ部品を対象にしていない。　アルファベットは J 或いはJcで表現される。

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まあ50Hzから70Ｈzのシングルトーンもみたいと思うのですね。

くりかえすが、トランスリニアは演算器向けの乗算回路なのですね。コレクター電流1pAからながしても50uAくらいの世界。　そうするとexp関数、log関数だけの支配化になって直線性が確保できるの。ここもlh0002, an-227に書いてある。

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1. ツェナー給電抵抗（R25：4.7kΩ）による大元の電流制限
   • Q8のベースを縛っているツェナーダイオード（ZD1：12V）には、メイン電源から R25 (4.7kΩ) を経由して電流が供給されています。
   • メイン電源が例えば±35Vだとすると、この抵抗を流れる電流は (35V - 12V) / 4.7kΩ ≒ 約4.9mA です。ツェナー自身の動作電流を引くと、Q8のベースに供給できる電流 Ibは最大でも数mA以下に厳しく制限されています。
2. Q8の特性によるコレクタ電流の限界
   • Q8（2SC1845）のベース電流が数mA以下に制限されている以上、そのコレクタ電流（オペアンプの電源ピンへ流れ込む電流）も、トランジスタの飽和特性によって動的に20mA前後で強制的に頭打ちになります。
3. オペアンプ出力負荷（R11：22Ω）との衝突
   • オペアンプの6番ピン（出力）の先には R11 (22Ω) という非常に重い（低い）抵抗が繋がっています。
   • 信号大のときにオペアンプがこの22Ωに向かって大電流を流そうとしても、電源の入り口（Q8）が上記のように20mA程度で制限をかけているため、それ以上のエネルギーを絞り出すことができません。

この20mAで終段は400Wほどドライブできて、エネルギー変換効率0.1くらだから出力40Wは成立する。　ただし入力と出力の相似性はよわい

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• 音が「ジャーン！」と鳴り響いている大信号時から、突然「静寂（無信号）」に切り替わるとき、スピーカーに送るべき信号（命令）は一瞬でゼロになります。
• しかし、パワー段のLAPTのベースには、直前まで大電流を流していた膨大な電荷（キャリア）が1.4µsもの間、文字通り「居残り」をしています。
• そのため、アンプは命令を無視して、ベース領域のキャリアが消滅（引き抜き、または自然再結合）するまでの1.4µs間、スピーカーへ勝手にダラダラと電流を垂れ流し続ける

• 1.4µs（0.0000014秒）という時間は、人間の耳で直接「音がまだ鳴っている！」と知覚できるほど長くはありません。そのため、クラシックの曲の終わりで本当に「残響」として耳に聞こえるわけではありません。
• しかし、「音の立ち下がり特性（過渡応答：トランジェント）」としては完全に致命傷を負っています。
• 楽器の音がピタッと止まったその瞬間の「無音への切れ味（静寂の美）」が、1.4µsの物性的なダラダラ（残留音の混入）によって完全にスポイルされ、音がどこか濁り、空間の空気感がボヤける原因になります。

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オイラ的には　エコーで1.4us鳴るデバイスはつかわないよ。　この時代に　エコー付きデバイスは流行らないとおもうけどなあ。　それとも流行りなの？？？

歪計のFFTは10次あたりまでなので、100kHzあたりから上の歪はノーカウント。　固定周期信号で測定するので超よい数字になる。歪エネルギー分布は信号より低い周波数でぱらぱらとある。　

　トラ技では動的歪は計測してくれてないので、実際の歪は不明。　

わざと計測しない手法もあるのがアンプの分野。

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[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

回路疑義が購入者から寄せられて確認したことが発端です。（検証したら、スプラッタアンプだと公開されてました）

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• オペアンプがどれだけ繊細に描き分けても、バッファで「一律カット」される: オペアンプの銘柄による「音の差」の多くは、微小な響きや倍音成分（数mV〜数十mVの世界）にあります。
• しかし、後段のバッファが1V以下の信号をすべて消し去ってしまうため、オペアンプ側で生まれたディテールの差がスピーカーやヘッドホンまで届きません。
   
   
• 大信号時（1V以上）はトランジスタが暴れる:1Vを超えて音が突き抜ける瞬間は、今度はC級特有のスイッチング歪みが強烈すぎて、オペアンプ固有のキャラクター（音色の美しさなど）どころではなくなってしまいます。

上のように繊細な音はC級動作のトランジスタが飲み込みます。

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USB　PORTの使い方からアウトでした。

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全体の流れです。

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ご指摘がありましたので、教材はwebから素直のお借りしました。（もっと詳しく見ろと叱られたので詳しくみました）。細部検証はまだ途中です。

終段に20mA程度しか流していないようですね。そこはノンリニア域とdata sheetでは公言しております。

グラフと赤字の指摘は、「設計者が設定した20mA（0.02A）というアイドル電流では、トランジスタの特性が最も悪い部分（グニャグニャに曲がった部分）を使うことになるため、忠実性に疑念が生じる」という普通のことですわ。

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エミッタ抵抗Reを排除した構成のため、外付け抵抗による電圧フィードバック（自己帰還）に頼らず、トランジスタ内部の動特性reのみでダイレクトに電流変換を行っています。」

つまりVceの直線範囲（　飽和してない領域　）だけ使えます

正し1mWが最大出力です。それを超えるとスプラッタアンプです。

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左の丸は低域で発振中、ボボボと聞こえそうなかんじ。或いは過入力でdc電源が変調されていることが多い。　基板側の電源周りが貧弱な可能性もすけて見える。

同じ強さで出力されない理由は、外部からは不明。　右はノイズの絨毯。

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通常トーンは下図のようになる。高域ノイズが全然ちがうのわかりますか？

地球上での測定なので、絶対的な「熱雑音の壁（約-131dBV）」を超えられない。-120dBv,-130dBvで計測を切っている。計測者は電気物理を理解しておる。

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• 入力トポロジーの変更: NPN差動入力からPNPへ変更。入力バイアス電流の極性が反転し、周辺回路によっては予期せぬオフセット電圧や動作不良を招く。
• 絶対最大定格の低下: ±22Vから±18V（合計36V）へ引き下げ。プロオーディオ機材で一般的な±17V〜±18Vレールで運用すると、マージンがゼロになりチップが破損する。
• 無信号時の電流出力　　100uA程度の出力電流がでてくる変態　OP AMPであるが、これがなくなった。

  

  

• 高域でのオープンループゲインの枯渇（NFの消滅）:
  オペアンプ（OPA1602など）は高域ほど増幅特性が急激に低下する。歪みやノイズを抑え込んでいた「負帰還（NF）」が高域で全く効かなくなり、アンプ本来の汚い地肌と、高次の混変調歪み（IMD）が大爆発を起こしている。
• スルーレート不足による非線形歪みの連鎖:
  SEPP部をアイドリング電流の低い「ローバイアス」で動かしているため、出力段のトランジスタが高速な動きに全く追いつけず、激しい「スルーレート歪み」を起こしている。グズグズになった高域信号同士が互いをAM変調（モジュレーション）し合い、大量の「子分（サイドバンド歪み）」を引き連れて群生している。
• だから設定で「歯抜け」にした:
  　等間隔にトーンを配置してしまうと、この右側のノイズによる水没（子分の増殖）が中域までドミノ倒しのように押し寄せ、測定器のカウンターが「エラー（THD+N大爆発）」を感知してしまう。そのため、ジェネレータの設定で高域のトーンを意図的に「歯抜け（間引き）」にし、アンプが完全に気絶するのを必死に防いでおると推測できる。

• PC由来の強烈な高周波スイッチング雑音によるGND汚染
• 空間を飛び交うWi-Fiや家電の電磁ノイズ（EMI/RFI）
• 回路の温度（25℃）がもたらす熱雑音の物理限界

1. 左端の直流（低域）に変調のうねり（電源変調）がないか？
2. 右端のノイズ床が右肩上がりに大爆発（ゲイン枯渇）していないか？
3. ジェネレータの信号が入力値上限（0dBFS）を避けて都合よく「歯抜け」に手加減されていないか？

　ファラデーシールド工事は軽自動車の購入金額より高価であり、マイ電柱工事はコンクリ支柱20万円＋高所作業車費用＋工賃＋材料費、それに交通誘導費用が加算される。

　6600vのstepdownトランスは日立製品が一番質がよい。いまは、10KWで15万円程度だ。高圧トランスの性能は付属実測データ表みればわかる。幸い500kw~50MWあたりの日立トランスであればオイラが世話になってる会社の守備範囲だ。

　オーディオ専用地球アース工事　は地質との相談になるが200万程度からになる。　都市部ではレクサス程度の費用になる。　

　ま、土地持ち人間にしか出来ないことである。

　オイラが手掛けた太陽光発電特別高圧（3MW)でもA種（共同接地により1Ω以下）が要求されたので　800万投資して3年後には抵抗値あがって、また300万投入したわ。年換算100万円ていどこの田舎じゃ必要だわ。　低抵抗値の維持もゼニ持ちしかできないことだわ。

「ファラデーシールドでノイズを63dB前後下げる」のが施工した上限。それを超えるノイズ減衰無理。産総研からの届いたシールド工作物の仕様書も最低減衰量60dBだね。1回納入したら5年後にまたオーダーきて納品したよ

　　だから　電源周りの接地抵抗が重要になる。

日本の住宅事情でコンクリアパートではSN80dBの確保は無理。75dB前後が限度。

常温環境では、　-131dBV（約0.3 microvolts：0.3μV）は上限。

日本のaudio diy系　はさほど科学的に進めてないことを公開しておるwebsiteが多いですわ。audioは神話でなく科学で考えたいですね。

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大切なので　もういちどUPしておきます。

さて、高速CCD撮像動画での反論をお待ちしております。

どこかのおじさんが噛みついてきたので、設計者側公開データをもとに反論したました。それだけのことです。

　エレキ用としてgoodだと評価しておることをお忘れなくお願いいたします。

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特徴としては

1.biasがウルトラ浅いのでリニア性はほぼない。

2, 中間トランジスタのVbeが　ゼロボルト⇒0.67Vになるまで　35n秒は必要（　スイッチング動作)　IRE定義で　完全なＣ級動作。

3: sepp をリニア動作させるには Vbe 0.9v~1.0v必要（data sheet参照）.2段でのC級動作確定。audio用　amp分野では世界初。　　ずばりエレキサウンドに特化しておる証明。

4: 歪まない範囲でのAMPの最大出力は　Vceに左右され、このTRでは1mW？？くらいが最大出力。

5

. 広域でスプラッターを撒くエビデンスが公開されている。　強くないが低域発振も存在しる。

Ｘ-yaha. 12AU7を低圧 A級動作（12AU7+NE5532 直結）は6月に公開済みだが

「12AU7＋コンデンサー＋NE5532」にしてみた。

YouTube: X-yaha plus。model is rk-376.

15Ｖ供給で出力は0.3V   8.2オーム負荷。11mWだ。上側の電圧の壁が最初にきた。

50Hz~100kcまでフラット。

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通算615作目；　RK-376

X-YAHA plus カソードフォロア

C6コンデンサー4700Pと抵抗R26で　直列共振が320KHZあたり。　実際には170KHZまでさがる。　直列共振のQが4？くらいでしょ？

1MHzで　Cob=30pf。　高域は垂れて音の抜けは悪い。

おまけに　そのCob（総容量210pf)がC6+R26の共振回路に影響してくる。

• 巨大な寄生容量Cob）の加算: 前の画像で指摘されていた通り、2SC2655はCob=30pFの重い容量を持っています。これが複数パラレル接続されているため、合成容量が跳ね上がります。
• 基板のパターンL: シンプルさを優先した配線パターンが持つ浮遊インダクタンス。

• インピーダンスの急落: 170kHzのピンポイントで帰還ループのインピーダンスが底を打ち（ほぼ R26) の100Ωかそれ以下になる）、高周波電流が猛烈に流れ込みます。
• 位相の超特急ジャンプ: 共振点を境に位相が急激にひっくり返るため、先ほど話に出た「進相コンデンサによる残り90度のマージン」が、この170kHzのQの山（谷）によって一瞬で消し飛びます

Wingspread plot（ウィングスプレッド・プロット：翼幅プロット）とは、オーディオアンプの設計、特にクラスAB（Class-AB）プッシュプル出力段における「クロスオーバー歪み」の視覚化と、最適なバイアス電流（アイドリング電流）を決定したい場合に用いられるシミュレーション上のプロット手法です

2011年公開の設計手法です。2011年に発行された彼の著書『Designing Audio Power Amplifiers』（第1版）です

視認的には　ここがいい。

「Bob CordellのWingspread plot」で検索。

• 2010年〜2011年（広く一般に公開）：
  Bob Cordell氏がアンプ設計のバイブルとなる書籍を執筆・出版し、その中でLTspice等のシミュレータを使ってクロスオーバー歪みを視覚化する「ウイングスプレッド・プロット」の具体的手法を明かしました。
   
   
  [1, 2]
• それ以前（起源）：
  アンプの出力段ゲインを電流に対してプロットして歪みを評価する「概念」自体は、1970年代〜1980年代のオーディオ黄金期に、Douglas Self（ダグラス・セルフ）氏やその他の研究者たちによって、歪みの基礎研究として論文等で扱われていました。しかし、それを個人がPCで簡単にシミュレーションできる形にし、「ウイングスプレッド・プロット」という親しみやすい名前で定着させたのは、2011年のBob Cordell氏の本（およびその前後に海外の自作オーディオフォーラム「diyAudio」などで本人が解説した書き込み）です

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• 横軸（X軸）： 出力段から負荷へ流れ込む 「出力電流（または出力電圧）」
• 縦軸（Y軸）： 出力段の 「ゲイン（伝達利得：ΔVout /ΔVin）」 [1, 2]

• 最適バイアス（Optimum Bias）：
  中央（クロスオーバー領域）から両翼（大電流領域）にかけて、ゲインの落ち込みや突き上がりが最も少なく、全体的に最も平坦（フラット）な状態になります。これを見つけるのがこのプロットの最大の目的です。 [1, 2]
• アンダーバイアス（Under-biased / 不足）：
  中央（ゼロ電流付近）で両側のトランジスタが共にオフ気味になり、中央が深く凹んだ形状（谷型）になります。これは激しいクロスオーバー歪みを引き起こします。
• オーバーバイアス（Over-biased / 過剰）：
  中央で両方のトランジスタが同時に強くオンになる（重なり合う）ため、中央だけゲインがピコッと跳ね上がった形状（山型）になります（gmダブリング現象）。 [1]

1. 回路のセットアップ：
   評価したい出力段回路（エミッタフォロワなど）を用意し、入力に大きな振幅の低周波（またはDCシグナル）を印加して、出力電流が正負に大きく振れるようにします。
    
    
2. ゲインの抽出：
   シミュレーション上で dV(out)/dV(in)（入力電圧に対する出力電圧の微分＝局所ゲイン）を計算させます。
3. プロットの変更：
   プロット画面の横軸（デフォルトは時間や入力電圧）を、「負荷に流れる電流 I(Rload)」 に手動で変更します。 [1, 2]

[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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終段のseppをリニア動作させるには、アイドル0.25A必要と公開されています。

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常時0.25Aの2SC2655の7パラです。0.25Ax 7=1.75Aがミニマムになります。　2Aは欲しいですね。

「 無帰還ヘッドホンアンプ」らしいですが、回路をみるとフライングNFBが導入されていました。

AUDIO 史上　例が非常に少ない、フライングNFB　（フォワードフィード）です。

FFB(フォワードフィード)の共振周波数は　472と抵抗値できまりますが、200kHz？中心のnfbなので可聴周波数への影響は小さいとおもいます。　ただ進相コンデンサーでの「復路＝往路」戻しですので事故る要素もあります。

SEPP部の電流増減をlog対数で縛っているので、リニア動作にはなりません。　

緑範囲で混雑するので　「tone+tone」　が電源ライン貧弱起因で揺れると new toneが乗算される可能性大。（単なる変調器に転落する？？）

上下波形に継ぎ目がでる回路なので、下のような繋ぎがアナログオシロでみえるよ。100kHz.

往路、復路が同じラインなので　どうなるか？？？

元信号は完全に天地分離回路（これをIRE 定義で　B級動作と呼ぶ）。

　加えて地側は信号が遅れて伝わる。しかし終段に伝わる前まえにフライングnfbをもらうのだ。　波形イメージがわかないぜ、すんごい、

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1. 上側（upper）が先行して勝手に出力する
2. 前段のNFBの引き戻しポイント（青矢印の根元）は、その「upperの先行出力」を即座に感知する
3. 前段は「おい、プラス側が出すぎだ！今すぐマイナス側（lower）を引っ張って引き戻せ！」とNFB（負帰還）をかける
4. しかし、lowerの信号本線は100ns後ろを歩いている最中なので、NFBのほうが先にlowerのトランジスタのベースに突っ込んでしまう

1. 中央の緑範囲で、ただでさえ時間軸のズレた信号たちが混ざり合っている。
2. そこへ、貧弱な電源のせいで「激しく上下に揺れ動く電源電圧」が襲いかかる。
3. トランジスタの足元（電源）が揺れるということは、信号を「揺れている電圧で掛け算（乗算）」することと同じになります。

• 信号のルートが非対称（100nsのズレ）
• ズレたせいで波形上ではC級動作になる。
• 大信号入力時に電源を激しく揺さぶる（tone + tone）と、トランジスタの動作を狂わせる（乗算）
• 結果：原音とは似ても似つかない「new tone」が爆誕し、完全に回路が自爆（大事故）する可能性が内包しておる。

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[技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

• 特性が完全に「曲線」である：
  この領域では、グラフの線が右上がりにグニャッと急カーブを描いています。
• 入力信号との相似性がない（音が歪む）：
  アンプは「入力された波形をそのまま綺麗に大きくする（相似形を保つ）」のが仕事です。しかし、このカーブ（曲線部）でトランジスタを動かすと、入力電圧の変化に対して出力電流が非線形（いびつな形）に変化してしまいます。結果として、「入力信号の形が崩れてしまい、盛大な歪み（高調波）が発生する」ことになります。

• 0.4Aから上が「直線」になる：
  グラフを見ると、コレクタ電流が0.4A（400mA）を超えたあたりから、線がまっすぐ綺麗な直線（リニア）に立ち上がっています。
• 直線部を使えば歪まない：
  この真っ直ぐな領域にバイアス（アイドル電流）を合わせて使えば、入力電圧の変化に対して出力電流も綺麗に比例して変化するため、波形が崩れず（相似性が保たれ）、歪みのないクリアな音を増幅できます。

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2sc5566の特性図、低Vceをみれば　duty 50%で使うスイッチング用だよ。

基本はこのsite　(日本語）　にあるので読むべき

英文として以下の3つはお薦め

1,Bob Cordell 『Designing Audio Power Amplifiers』

2,『Audio Power Amplifier Design』 著：Douglas Self（ダグラス・セルフ）

3,Thomas-C.-Hayes-Paul-Horowitz    The-Art-of-Electronics-1989

IbとIcはリニアでないので注意。日本語圏でこれを指摘しておるのは さきほどのwebmaterだけ。日本　audio diyはそれなりなので、　英語圏で学んだ方がいいかと思う。

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2SC1815のaudio amp用　bias. 　

単純なエミッター接地では2mA程度だが　HI-FI用には直線部をつかう。ネライのBASE　電位も決まってくる。100mAでは熱暴走することを確認済み。

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電位を上げすぎると放熱でくるしむので、低電圧大電流でつかう、。他trでは無線では24v 200wも多々みかる。　2sc3422は　エミッタ接地時にはVce=2vで使えとのメーカー指定だ。

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Vceを上げていくと歪が増える。これは特性図に公開されていないが、回路設計屋の常識。

下図ノイメージ。　5v供給のほうが直線性高い、

Vce を高くしていくと、ベース・コレクタ間の逆バイアス電圧が大きくなるため、ベース領域の「空乏層」がどんどん広がっていきます。
その結果、実質的なベース幅が薄くなってしまい、ベース電圧（Vbe）が全く同じであっても、Vce が高くなるだけでコレクタ電流Ic が勝手に増えてしまう現象が起きます。これが原因で、高い電圧領域でも綺麗な直線にならず、湾曲（非線形）が生じます.

メーカーは　最も直線出力になるVceを数字で公開してある(エミッター接地).

2SC3422ならば　Vce=2v

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• 240mA〜350mAという領域の正体:
  グラフのカーブがようやく終わり、怒濤の直線（リニア領域）へと滑り込む「極上の入り口（ゲート）」がまさにこの電流域です。
• Bob CordellのWingspread plotでいう、あの「ゲインの谷（過小バイアス）」を完璧に脱出し、かつ「ゲインの山（過大バイアス）」に突入して音が硬くなるのを防いだ、相互コンダクタンス（gm）の変化がもっとも滑らかに連続する奇跡のピンポイント。

「　Bob Cordell's Power amplifier book」で検索してください。日本で上記動作を説明しておるところはレアですが、英語圏ではかなりみつかります。

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audioで　hi-fiを狙うなら、最大定格Icの20~40%程度をアイドリングにすると艶のある音になる。放熱とのバランスで決定。

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「艶の無いaudio 回路」を紹介します。

「audio 分野」での「Ｃ級動作例」。

1：「HPA-1000無帰還A級オールディスクリート・ヘッドホン」　【境界調律】で有名なSITEで公開中のHPA-7。

これは、upper と lower の信号到着時間差があるaudio ampです。lower 信号到着よりもupper起因のnfbでジャブのように撃たれます。

もちろん　[完全B級]です、　[天地波形は分断]され、[波形連続性はNFBで否定]します。つまりC級動作です。

上記のように　C６とR26の直列共振を利用し、進相で高域をもどします。相の余裕が90度しかなく、150Khzあたりでの帰還信号が低Zで戻るので、周波数特性は100kHzから200kHzにかけて面白くなります。

 アナログオシロで観測すると　クロスオーバーしていないことがわかると思います。

2：

OP AMPで後段をON/OFF(スイッチング）動作させてます。　入力信号は切断されます。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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ここ回路の特徴はSEPP 部のバイアスが定電流で縛ってあること。これショックレー方程式に逆らっていておる

　入力信号増時に、動的バイアス変化が必要なのは、「ショックレーの方程式」で1949年に公開、1956年ノーベル賞受賞。

どうやら東北大学（ZEP社　オーナー母校）ではショックレーを教えないらしい。あるいはノーベル賞を超える出願中かもしれない。

現実を橙色でついきしてみた。

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6Vp-pならスケールアウト。　逃げ道はないぽいぞ。

2v rms(5.66V p-p) までしか計測できない測定器に　6Ｖp-p(2.12Vrms)ではスケールアウト。過入力0.5V。飽和モードで計測。　つまりスプラッター量の監視をした状態。

ね、「スプラッターアンプ」として設計者が自己宣伝してたね。

　測定器側がエラーを吐き出し中。

1. attなし（ストレート入力）の場合：
   6Vp-pでスケールアウトして測定器がサチっているため、右のトゲは「測定器が壊れかけて出している悲鳴（歪み）」であり、データとして無価値。
    
    
2. attあり（減衰入力）の場合：
   アンプ側の劣悪なノイズをそのまま拾って右のグラフのようになっているため、テキストの「劣化がほとんどない」「据え置きと比較できる高性能」という言葉と完全に矛盾する。

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dataとしての信用は？？？？。　みずから0.5vも過入力で歪んだ状態（飽和モードで計測）と宣言しておるので、測定器を泣かせない範囲での状態をみたいね。

工学的な「測定エラー（破綻）」を「独自の高音質設計」と言い換えてしまうプロモーションは上手だね。

ハーバード大学でポール・ホロウィッツ教授のつかっていたガリ版印刷を書籍にしたものですね。

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The Art of Electronics

pdf版はここ、Thomas-C.-Hayes-Paul-Horowitz-The-Art-of-Electronics-Student-Manual-Cambridge-University-Press-1989.pdfをダウンロード

「世界最高峰のバイブルを開いたら、エミッターフォロアなんて最初の『入門』の章でサクッと終わってた。欧米の大学が研究テーマにしない理由がよく分かった。彼らにとって、これは研究するものではなく、『知っていて当然の、ただの道具』なのだ」

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• 1974年（手書きノートの時代）：
  著者であるポール・ホロウィッツ教授らが、ハーバード大学の物理学科で「Physics 123」という電子回路の講義をスタートしました。当時はまともな教科書がなかったため、彼らが手書き（鉛筆書き）でガリ版刷り（コピー）した200ページほどの講義ノートが配られていました。これが本の原型です。 [1]
• 1980年（初版の誕生）：
  その講義ノートが大学外でも大人気になり、「ちゃんとした本にしよう」ということでケンブリッジ大学出版局から正式に出版されたのが1980年10月でした。 [1, 2]
• その後：
  1989年に第2版、そして2015年に現在の第3版が出版され、時代に合わせて中身をアップデートしながら、現在でも世界中の回路設計者に読まれ続けています。 [1, 2]