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2026年7月

2026年7月24日 (金)

「電気物理学   vs  雰囲気オーディオ」 〜バイアス電位はどこへ消えた?〜

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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「DIY自作界で反科学的?な回路があるので、解説してほしい」とのお話(画像)がよせられたので、それを眺めてみた

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どこの回路なのは、オイラ知らないが 画像が届いたので、書き込んだ。

トランジスタ特性図をよめるエンジニアはこうしないが、「信号が0V付近でカクンと途切れるクロスオーバー歪みは、まさに強烈な奇数次高調波(3次、5次…)の塊。   ピュアオーディオでは『耳障りなノイズ』ですが、ロックな歪みエフェクター(ディストーションやファズ)の回路設計としては、むしろ『これくらい荒々しいほうが個性的でいい』  と歓迎される世界線ですね。」

ネタ元しってる人 教えて どこにあったの?

 

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[物理学] この回路は「原音忠実派にとってはゴミ」である理由
 
この回路設計そのものが「アンプの体を成していない大バグ」を抱えている。
第1に、バイアス電位の圧倒的不足
終段(Q10, Q11)をCLASS ABで動かすには、ース間に約1.3Vの電位差が絶対に要る。しかし、この回路はダイオード(D1, D2)の電圧から、Q13・Q14の電圧を引き算してしまう構造 (Vf - Vbe))になっている。結果、ベース間電位はほぼ0V向きを直そうが、終段は永遠に深い眠り(カットオフ)についたままだこれでclass B確定(だってゼロボルトなのね)QUAD 405と同じくゼロボルト
 
 CLASS B動作をベースにして、色気のある音に仕上がる回路。歪率計では計測不可な領域の歪です。

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第2に、終段への電流供給が「逆指数(逆相)」で破綻する恐怖のメカニズム
信号が入って「さあ、スピーカーに電流を流すぞ!」と前段が踏ん張ると、あろうことかQ13・Q14の挙動によって、終段のベース電圧を強制的に引き下げる逆ブレーキが作動する。
電流が欲しいときに電流供給を絞るという、まさに「直線性への反逆」。出力が抑え込まれるのね。80年代には「鼻つまり音」と揶揄されておって class aの突き抜けるような音伸びが消えてしまうのね。 50歳以下の世代は「 class A の濃厚などこまでも突き抜ける音 」聞いたことないから無理かも
トランジスタの特性図が読めないどころか、オームの法則とトランジスタのVbe特性すら味方にできていない
向きを直したところで、ハイファイアンプになるどころか「最悪の歪み発生機(アンチ ハイファイ)」にしかならないのだ。
 
 
 
第3に、インピーダンス変調と位相変調が同居し色気と艶がでる
  位相変調は音楽エフェクターの「コーラス」や「フェイザー(うねり)」を、耳で気づかないくらい超薄〜くかけた状態。音が空間に立体的に広がるような心地よい空気感
 インピーダンス変調は、「音がグッと前に飛び出してきて、中低域が急に太くなり、音がカタマリになって聴こえる」。 CLASS Bで色気つけても さほど意味がないとおもいま信号を直流(電圧)で上下にゆらすのは古典のAM変調(1935年技術)ですね。
 
 
 
 
 

結論この回路 AUDIO AMP用途でなくて、 エレキサウンド屋がほしがるエモ音発生器。 だからなのかなあ audio amp 分野でみたことないのね。 ネタ元 どこにあるんだろう???

真空管ラジオでもCLASS Aなので 7C5の音聞いてごらんよ。回路設計者は1930年代のラジオ工学をみたほうがいいよ。

CLASS Aの音を聴いた経験が乏しく 人工的なAM変調、FM変調された音の歪がききわけできないとマンセーしちゃうとおもうよ。

この回路のように 深く人工変調された音は、元のOP AMP音色の判別むりです。

amp終段へのバイアスは抵抗で給電:これはトランジスタ発明以降のセオリー。ノーベル物理学賞を超えるオツムがあれば、この回路のように逆指数で供給すればいいよ

無帰還(No-NFB)アンプの回路をみたら、電位関係はclass C(ノンリニア)だった。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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無帰還(No-NFB)というトポロジーでありながら、あえてこの「Vbe以下の非線形な領域」に突っ込んで信号をかけるという設計は、高周波送信機のパワフルかつ高効率なパルス駆動の切れ味や、独特のダイナミクスをオーディオの音響特性として昇華させるための意図的な手法であると得心がいきました。

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Q14(2SC1815)で SEPP部から要求されるベース電位は1.35V

しかし 左から供給されるのは 1.25V.

つまり カットオフ電位(ベース電位)より0.1Vほど下側でトランジスタ動作させるのは CLASS C。

バイアス電流が流れる???ような製作指示書なので、電圧測定器がおもちゃの可能性すらある。 何を信じてかんがえればいいでしょうか? その意味では後世に名がのこるだろう

CW無線機の終段とおなじで ベース電位をcut offより下側でaudio ampとしてつかっておると図面で公開しておる。 

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一般的なオーディオの「A級=常に電流を流しっぱなしにして滑らかにつなぐ」という定義を、構造レベルから逆手にとった非常に尖ったアプローチです。

QUAD 405 はCLASS B。   最近 CLASS Bに人気があるらしい。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

Quad

この誌上公開後に製品が投入される。

歪キャンセル回路は、ベル研特許のAUDIO版。回路をみればわかるが、LCR直列共振利用で進相させSEPP部のft 0.8MHzの壁をこえる発想。1975年往時のPOWER TRは1MHzあたりに壁

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最近日本での例。

およそ50年振りにCLASS Bを採用した例。

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QUAD社の歪キャンセル回路を外しただけの回路で、新規性は皆無。 むしろ CLASS B復活と称賛したいが、みた通りの seppバイアスを逆指数回路でしばりつけて、直線性を排除した回路。 なにを褒めればいいのか?

 信号遅延は0.1usで確定してるので、あちこちエモイ音になるらしいわ。

 

致命傷が2つ

・ICの半殺し。ICが電流を吐き出したくてもそれをブレーキするように半導体を配置しており、ICの特性を殺すことに成功しておる。

・終段seppがショックレーのトランジスタ効果でbase 電位が上がるが、Q9がそれを封じ込めてる

 
 
 

Q:biosがリニアに動く算出式は パラメータ多数でつくれないとおもうよ

A: トランジスタの物理特性そのものが「非線形(指数関数)」であるため、パラメータが多数絡むと手計算の数式では破綻してしまいます。

この回路のバイアス(アイドリング電流)をリニア(線形)に制御する算出式を組むのは不可能です。

 
 
 

Q: これ 信号のリニア性は確保できるの?

A:      この回路のままで高い信号のリニア性(低歪み)を確保するのは非常に厳しいです。画像にある通り「base間電位差がゼロV(完全なB級)」である以上、信号がプラスからマイナスに切り替わる瞬間にトランジスタが両方オフになる不感帯(デッドバンド)が生じ、必ずクロスオーバー歪みが発生するためです。

ただし、前段にあるオペアンプ(LT1227)の働きによって、ある程度「強引にリニアに見せる」ことは可能です
 
 
 

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Q: ICの半殺し??

A: オペアンプの立場になって回路を見直すと、「気持ちよく仕事ができる」どころか、上下から逃げ場のない電流でギチギチに挟み込まれ、身動きが取れずに性能を殺されている(半殺し)状態そのものです

Q: 終段SEPPは OP AMPのアイドル電流でスタート地点にたってるの?

A:  いいえスタート地点より後方待機です。 LT1227の無信号時出力端の電流は3.5uA.。 終段2N2222がスタート地点にたつには15uA必要です。つまり微小信号は回路中で消えます。入力信号の頭は100%消えます。

audio界からきえて久しい CLASS Bを復活させたいお気持ちはわかるが、 バイアスに非直線性デバイスいれたのは悪手。ノーベル物理学賞をとった「ショックレー方程式」を否定してるので、近々にノーベル賞もらえるんだろうな。いいなあ

2026年7月23日 (木)

ぺるけ氏 かわいそうだわ  data 捏造されてるわ。[今日」みつけたわ。

ここ。 ここ

Peru

出口1mW時の入力は500mV(peak)は不要なので、おかしい。ゲインは10倍から25倍くらいなので500mVPEAKなら、PEAK 5Vから25Vはでてくるので、ほぼフルパワー状態での計測。1mW出力でないわ。 過入力で歪ませて計測してるとさえ思える。 妖しいくて悪意を感じるわ。 

2

中華製計測器はJIS認定でないので、 数値はまゆつば。 計測真値を知りたいならJIS認定品をつかうこと。 これ 計測の基本。

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電源が12.0V 時、 負圧DIODEのメーカー差で負圧はマイナス1.6Vからマイナス1.4Vのどこかにになる。 オイラが使う1N4007はマイナス0.75Vから0.8V程度生成する。  「それを見越して安全な数値160オームにしておる」設計なはず。

実装してマイナス電位が違うなら、160オームは値を変える必要が生じるし、中位電位もひきづられて動く。 160オームを半固定にしない意図は電源投入の度に「半固定VRでは 固定抵抗に比べて電位あばれがあるのを嫌った」とオイラは読んでいる。

ブラシの接触抵抗が微妙に変化するため、ミリボルト(mV)単位で電位が絶えずピコピコと「暴れる(ふらつく)」のが半固定抵抗のデメリット

3端子レギュレータは 通電の度に出口で0.1V(レンジで0.1V)ほど値がことなる。中華テスターでもわかる程度のバラツキが毎回ある。

 それを嫌うなら古典式ブリーダー回路にして、ブリーダー回路流下電流の1割程度をつかうほうがまだ バラツキは少ない。

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ぺるけ氏の同僚(会社オーナー)のWESITEがここ。本も出版されておるので有名人。

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再生式ラジオ 1-V-2 Regenerative vacuum tube radio


YouTube: 再生式ラジオ 1-V-2 Regenerative vacuum tube radio, frequency is direct reading digital : RADIO KITS IN JA

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ラジオ修理屋はごまんとおるが、再生ラジオ式 ( 真空管 )をつくれるのは一握り。

AF部は CLASS A動作です。わん。

audio 愛好家は st管、ロクタル管ラジオのclass aの動作音を聴いたほうがいよ。そうすりゃCLASS ABとききわけできる。

Ab

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CA3028の差動回路特許が1965年。翌年リリース。

・PHILIPS  NE612登場は国際電話通信網の第三世代なので1984年頃と推測される。

 
 
 
 

IC発売年

・CA3028    1966年          120MHz上限 6V仕様

・MC1496   1968年  DBM  30MHz上限  12V仕様

・SL641      1969年     DBM   75MHz上限  6V仕様

・TA7060     

・NE555      1972年

・TA7061    1974年

・LA1201    1976年  IF段IC (AGC、AM検波,FM検波は外部回路)  3V仕様

・TDA1083   1977年  AGCレンジは83dB  .  FMはOSCなし,FMとAM.   ALL IN ONE. 3V仕様

・TA7640    1977年      FMはOSCなし。FMとAM,  5V仕様

・TA7641   1977年5月 AM同期検波IC ALL IN ONE  3V仕様

・TA7310   1978年 

・TA7320     TA7320P_TOS.pdfをダウンロード

・TA7124

・LA1240 1978年 発売 AM専用  12V仕様

・SL1641  1980年 発売   200MHz対応品  (SL641の後継種)

・AN7273 1980年 発売     FMはOSCなし。FMとAM,  14V仕様

・AN7205                       FM front-end

・LA1231   1981年 発売FM専用 クワドラチャ検波内蔵   12V仕様

・LA1260   1981年発売  AGCレンジは50dB    FMはOSCなし.FM・AM内蔵品。4.5V動作

           クワドラチャ検波内蔵 

LA1600   1982年           LA1260のAM専用版 AGCレンジは50dB 3V動作 

・TDA1072  1982年12月  AGCレンジは83dB。60MHz動作保証 (110MHzでもoscした)。CB用

・TDA1572   1984年??  AGCレンジは83dB。CB用

・TDA7021  1985年

・LA1185 1985年

・TA7358 1985年

          

・TA7687   1987年 ???

・NE5532   1987年   NE5532-5.pdfをダウンロード

・TA7792   1987年

・LA1245 1988年?? 発売 AGCレンジは85dB。AM専用 9V仕様

・LA1247  PIONEER向け開発品。 LA1245の低ノイズ選別品。

・TA8186  

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アマチュア無線で受信機向けには、AGC80dB程度は必要。 候補としてはLA1247,TDA1072,TDA1572,TDA1220B 、TDA1083くらい、

PDFにしてみた。

IC.pdfをダウンロード

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テレフンケンが 3V動作のFMとAM用2バンドIC TDA1083をリリースしたのが1977年

・SANYOが FMとAM用2バンドIC LA1260をリリースしたのが1981年。FMフロントエンド必須

・SSB復調を視野にいれると、 TDA1083,LA1245,TDA1572,LA1260がお薦め。

LA1260でのプロダクト検波例は、ここ。(これから実験)

・4.5V供給でのプロダクト検波

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2026年7月22日 (水)

zep社 A級無帰還ディスクリートヘッドホンアンプ HPA-1000 のSEPP。バイアス電位不足です。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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HPA-1000のSEPP バイアスはドライブ段で2.5Vと数値公開されている。

半導体動作点はバイアス電位で決定されることは、設計者であれば既知である。

しかしHPA-1000のドライブ段 バイアスはCLASS Cと CLASS Bの境目相当の電位2.5Vしかない。

ショックレーの方程式が示すように動作電流が増えると動作点が上側に偏移する。これが彼がノーベル賞を受賞できた理由だ。

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「トランジスタを発明したウィリアム・ショックレーのトランジスタ効果」をzep社は否定するんだから、相当にこの会社はオツムがいいらしい。

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数理検証】公式WEBSITE:「バイアス電圧一定という空想」と 電位の壁

メーカーwebsiteには、「バイアス電圧が一定と仮定すると、アイドリング電流を出力電流のピークの半分に設定すればSEPP回路の上下のトランジスタがOFFしなくなります」という、一見ロジカルな解説が書かれています。しかし、この「前提条件」そのものが、半導体物理学を完全に無視した空想です。

■ 半導体物理の基本:ショックレーの方程式(ダイオード方程式)

トランジスタの接合部に流れる電流(I)と電圧(V)の関係は、ノーベル物理学賞を受賞したウィリアム・ショックレーが提唱した、以下の絶対的な自然法則に支配されています。

I = I_s × ( e ( qV / n k_B T ) - 1 )

この世界共通の物理式が示しているのは、「流れる電流(I_C)が増えれば増えるほど、接合部の壁(V_BE)も指数関数的に高くなっていかなければならない」という半導体シリコンの絶対的な自然法則です。

■ 東芝公式データシート「図 7.6 I_C - V_BE 特性グラフ」の冷徹な現実

東芝が公開している最終段トランジスタ(TTC004B)の公式仕様書グラフ(Ta = 25℃)を読み解くと電位の壁の動的な上昇が完全に証明されています

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  • 無信号時(4パラ1石あたり20mA):V_BE は極小の 約 0.65 V 付近を維持。
  • 信号電流駆動時(1石あたり 80 mA 程度):V_BE の壁は一気に 約 0.75 V へと急上昇。

大信号時(4パラ合計のピーク 364 mA)まで駆動させようとした瞬間、各トランジスタは 0.75V 〜 0.80V 近くという極めて高い電位の壁 を要求します。

東芝がdatasheeetで設計者向けに公開してることです。(2018年)

■ 指数関数特性が阻む「電位の壁」の真実

大信号時に上下4つの接合部(ドライブ段×2、最終段×2)をすべて遮断させずにアクティブに維持するためには、この東芝の公式グラフの通り、バイアス電位は動的に 3.0 V 〜 3.2 V 以上 へと押し上げられなければ物理的に成立しません。

【チェックメイト:CLASS ABにすら入れないB・C級の境目】

しかし、HPA-1000の回路定数(1.5kΩや2.7kΩ)から計算されるバイアス回路の最大出力能力は 2.74 V (回路図指定は2.8V)という低い天井 にガチガチにロックされています。

信号が入力された瞬間、トランジスタ側が要求する電位の上昇に対し、バイアス能力が「2.8V固定」というあまりにも低い壁で阻まれるため、波形がセンターから少しでも動いた瞬間に片側の素子は一瞬でカットオフ(遮断)領域へと叩き落とされます。

「電流が足りても、電位の壁のせいで CLASS AB にすら入れない」
これがハードウェアが突きつける冷徹な物理です。

東芝の公式データシートのグラフ(図7.6)が証明している通り、バイアス電圧がCLASS BとCLASS Cの境目に固定されている以上、このアンプは全域で激しいカットオフ動作を繰り返すただの純B級アンプであり、「全域で純A級動作」という謳い文句は、景品表示法上の明白な優良誤認(誇大広告)です。

※景品表示法(不当景品類及び不当表示防止法)の第7条第2項に定められている「不実証広告規制」に基づき、本製品における「純A級動作」をはじめとする電気工学上の公開数値の真値、およびその数理的な論理的整合性に対する客観的エビデンス(裏付け)の提示および説明責任は、すべてメーカーおよび販売商社側にあります。

メーカーの公称表示 数理検証が突きつける冷徹な現実
「全域で純A級動作」 熱設計の欠陥(隙間2.5mm)により、電流を20mA〜45mAに絞るしかないため、信号入力時に即座に片側がカットオフする「純B級〜浅いAB級動作」に強制ロックされている。
「バイアス電圧一定」 東芝の公式データシート(TTC004B)が証明している通り、電流増大に伴いVBEは動的に上昇(0.65V→0.80V近辺)するため、固定されたバイアス電位(最大2.74Vの天井)では動的な電位の壁に阻まれて即カットオフする。
「無帰還(no-NFB)」 基板シルクに「no-NFB」と誇大に印刷されているが、トポロジーの本質はLM386などと同じ「負帰還アンプ」の構造を内包している。

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ショックレーの方程式を知らないまま作文しておることも公式WEBSITEからよみとれた。データシート眺めててりゃ 読み取れるように、半導体メーカーは公開してるのね

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まあねえ、オイラの同僚が「知識がなくても仕事はできる。」「それがまともにうごくどうかは別だ」ってのを2005年に教えてくれた。  よい同僚だよな

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炭化した部品を交換しないのが、ラジオ修理です。炭化した部品好きな方は入札ください

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ここにあります。

炭化した部品好きな方は入札ください。

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2026年7月21日 (火)

zep社 A級無帰還ディスクリートヘッドホンアンプ HPA-1000 。ショックレーの方程式

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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ここ回路の特徴はSEPP 部のバイアスが定電流で縛ってあること。 入力信号増時に、動的バイアス変化が必要なのは、「ショックレーの方程式」で1949年に公開、1956年ノーベル賞受賞。

その「ショックレーの方程式」に逆らうようにバイアスを縛りつけておる。どうやら東北大学(ZEP社 オーナー母校)ではショックレーを教えないらしい。

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【回路図検証】給電路系の致命的欠陥:定電流ロックが招く「バイアス電圧の強制崩壊」

通常設計であれば、バイアス回路へ適切な抵抗を経由して電源供給(給電)を行うことで、大信号時におけるトランジスタのベース電流の増大や、ショックレーの方程式に基づくV_be(ベース・エミッタ間電圧)の動的上昇をコントロールし、CLASS ABの領域を維持する設計を組み込みます。しかし、HPA-1000の給電路にはそれを真っ向から否定する設計です。

■ 定電流源給電が引き起こす「ベース電流の枯渇」と電圧低下

公式回路図に黒四角(バイアス回路)で囲まれた 上下接続を確認すると、電源からの給電路には抵抗ではなく、定電流ダイオード(CRD)やLEDを用いた定電流源回路が居座っています。

 大信号時(ピーク364mA駆動時)には、最終段トランジスタを動かすために大量のベース電流を必要としますが、SEPPベース電流給電路が定電流でガチガチにロックされているため、バイアス回路自体を流れる電流量は強制的にスカスカに枯渇します。

 V_beマルチプライヤの動作原則として、流れる電流が減れば、生成されるバイアス電圧は2.8Vを維持するどころか、さらに下方向へとガクンと引き下がってしまいます。

 AMP定番でない回路なので、歪を認識しない層はエモーシャルな音と捉えます。

【チェックメイト:物理法則を無視したおこちゃま回路の限界】

大信号時にショックレーの壁(3.0V以上)を越えなければならないのに、給電路を定電流ロックしたので、逆に電圧が2.8V未満へ自壊(崩壊)していくという正反対な挙動を起こしています。

「抵抗経由での動的給電」というアナログアンプ設計の基本を無視し、見栄えの良い定電流源で給電路を縛ってしまった構造が、HPA-1000をCLASS AB動作にすら入れさせず、CLASS Cへと叩き落としているハードウェア的な決定打です。「全域で純A級」という公称スペックは、回路の骨組みの段階で二重、三重に自己破綻しています。

 この歪んだ音を好む層がいるので支持されておることはWEBで散見できます。

2026年7月20日 (月)

audio ampの 歪修正回路 : 音声通信の歴史(ssbはベル研特許 1923年)

時間軸にそって過去から現代に記述。

1.

安藤博の「中和(ニュートラライゼーション)」特許 :これが 人類史最古

1910年代〜1920年代、三極真空管を高周波増幅させると、内部の電極間容量(プレート・グリッド間)を介して出力信号が入力に戻り、激しく異常発振(発振歪み)を起こすのが世界共通の最大の課題でした。

 安藤博は1919年(大正8年という極めて早い段階で、「電極間の容量を、外側に組んだ回路(ブリッジ・逆位相回路)によって相殺(中和)して発振を止める」という画期的な「中和増幅回路」を発明し、日本で特許を出願・取得しました(特許第80948号など)。

にベル研からNFB特許で1932年に出願され、ベル研の認可に至るまで5年かかった。

 

ユニパルス真空管展示室 を覗くと詳しいよ

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2

抵抗ブリッジを利用した最古の特許。 「ベル研エンジニア」 ハロルド ブラック氏。

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「ブリッジ回路で歪キャンセル」はIRE 1931年規定以前の発想。アンプ動作についての認識が業界で一致していない時に これを思いついたのは凄いわ。アンプの記号が三角形ってのはいまもお同じだわ。

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3

そこでブラックがさらに電話通信網での研究を重ね、1927年に考案したのが負帰還(Negative Feedback)です。出力をひっくり返して(逆位相で)入力に戻すというこの手法は、回路が多少変動しても自動的に歪みを抑え込み続ける圧倒的な安定性を持っていました。

306個の実機をならべて実証実験し、これの包括的な基本特許が登録されたのが1937年です。

ベル研究所の天才数学者ハリー・ナイキスト(Harry Nyquist)が1932年に完全に数式で証明しましたこれが有名な「ナイキストの安定判別法(Nyquist stability criterion)」

オイラも名前だけは知ってる Nyquist stability criterion

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4

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5

HrQUADのピーター・ウォーカー氏が 論文冒頭に紹介しておるように、ベル研のハロルド ブラック氏の高周波回路でのNFB技術(US2102671A)から hintを得て audio展開したと書いてある。

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「class B と 電流帰還制御」が特徴。

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6

1982年公開のサンドマン博士のclass s。 

「ベル研エンジニア」 ハロルド ブラック氏は ブリッジ回路2組であったが、上手に1つにした。

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負帰還させて歪減らす(増幅量を加減する)のは、日本人のアイデア。

これが日本人の先行特許を 超えるために、ベル研は通信網整備を兼ねて、実証実験にゼニ投資した。ここで米国での電話超距離・多重有線通信網ができた。

ベル研究所「負帰還アンプ」実証実験の推定費用概略(現代換算価値)

1930年代にベル研究所(および親会社AT&T)がハロルド・ブラックの「負帰還(NFB)アンプ」を実用化するために動かした、1万1,000kmにおよぶ巨大インフラ実験の推定費用一覧です。当時は「電気のない荒野」へ通信線を通じて数千ボルトの電力を同時に送る(遠隔給電)必要があったため、土木・送電系のコストが天文学的な規模に膨れ上がっています。
 
当時ベル研究所が実用化した「C型キャリア(搬送)電話システム」などでは、電線(むき出しの銅線)に対して以下のように周波数を割り当てていました。 [1]
  • 0 〜 3kHz(通常帯域):普通の電話の声(ベースバンド信号)をそのまま流す。
  • 7kHz 〜 10kHz、あるいはそれ以上(キャリア帯域):別の通話を、45kHz前後の高周波(電波と同じ性質の交流信号)へと変調して同じ電線に同時に流す
 
項目(コスト要素) 推定スケール / 内訳 現代換算の推定価値(概略) 技術的な役割・背景
① 高周波同軸ケーブル代 総延長 11,000 km
(1mあたり500円換算)
約 55 億円 高周波の多重キャリア(チャンネル)信号を遮蔽・伝送するための、当時最高峰のハイテク銅・鉛被線。
② 埋設・敷設インフラ資産 都市部・幹線地下への埋設工事
(既存の商用ルートの占有・転用)
約 5,500 億円 実験のために丸ごと長期間占有・ループさせた、AT&Tが誇る国家インフラ級の地下幹線資産。
③ 遠隔送電・給電システム 電気のない荒野へ数千Vを流す
高圧直流給電プラントの建設
約数百億 〜 1,000億円 電気が来ない奥地の中継器(アンプ)を動かすため、大都市側の給電所から電力を力技で送り届ける変電設備。
④ 送電・通信の分離フィルター 306箇所のアンプ前後に配置する
大型チョークコイル(L)やCの群
約数十億 〜 100億円 同一の電線内で「アンプを動かすドデカい電気」と「繊細な高周波信号」が混ざってショートしないよう分離する特殊部品。
⑤ アンプ本体の製造・調整 最新のキャリア通信用
真空管アンプ 306台
約数億 〜 十数億円 当時の真空管技術の限界に挑んだ、1台あたり数百万円相当の超精密ハイテク機器。
⑥ 荒野の維持管理・人件費 25マイル(40km)ごとの監視小屋、
エリート科学者たちの現地張り付き
約数十億円 / 年 荒野の落雷や断線による「送電・通信トラブル」から全米幹線を守るための、超過酷なメンテナンス体制。
💡 歴史的な対比と美学:

ベル研究所は、数千億円におよぶ巨大インフラ(45kHz帯での音声信号伝達)を守るため、大型のチョークコイル(L)やコンデンサ(C)を駆使して「送電」と「通信」を泥臭く切り分け、負帰還アンプを成立させました。
 
それから40年後の1975年、イギリスのピーター・ウォーカー(QUAD)はbell研特許をベースにcurrent damperを公開しました。
この「45kHzの電線伝送」が、なぜブラックの負帰還アンプ(NFB)誕生の直接の引き金になったのか、その現実的な仕組みを解説します。
1. 45kHzの有線伝送(C型キャリアシステムなど)の現実
当時ベル研究所が実用化した「C型キャリア(搬送)電話システム」などでは、電線(むき出しの銅線)に対して以下のように周波数を割り当てていました。 [1]
  • 0 〜 3kHz(通常帯域):普通の電話の声(ベースバンド信号)をそのまま流す。
  • 7kHz 〜 45kHz、あるいはそれ以上(キャリア帯域):別の通話を、45kHz前後の高周波(電波と同じ性質の交流信号)へと変調して同じ電線に同時に流す (電線に5khzごとに9つ信号をssbで載せる)
物理的には、空間に電波を飛ばす代わりに、電線をガイド(導波路)にして電波と同じ高周波エネルギーを送り込んでいる状態です。
2. 45kHzで発生したアンプの限界
この電線を伝わる「45kHzの信号」を途中で増幅するために真空管アンプ(ウエスタニ エレクロトック社の真空管175HQ と中継器)を通しますが、ここで凄まじい問題が起きました。
  • 真空管の非直線性のせいで、アンプの中で10kHzの信号が歪み、その高調波(20kHz、30kHz…)や、元の3kHzの音声と混ざり合う相互変調歪み(インターモジュレーション)が発生します [1]
  • これにより、通常の電話(3kHz)のラインに、10kHzキャリア側の会話がノイズや混線となって激しく侵入し、通信網として完全に破綻してしまいました。
3. ハロルド・ブラックの歴史的実験データ
ハロルド・ブラックが1927年12月に、この問題を解決するために試作した初期の3段負帰還アンプの実験データが記録として残っています。 [1]
  • 実験の周波数帯域4kHz 〜 45kHz
  • 結果:この「10kHz帯を含むキャリア通信帯域」において、負帰還をかけることで歪みを10万分の1にまで激減させることに成功しました

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「45kHzの信号(搬送波:キャリア)に対して、人間の声(音声信号:0.3〜3.4kHz)を乗せて電線に流す」という行為は、通信工学における最も古典的かつ基礎的な変調システムにあたります。 
この45kHzという高周波の有線伝送で行われていた変調の具体的な仕組みを解説します。
1. どのような変調だったのか?
当時、ベル研究所(AT&T)が実用化した有線多重通信(キャリア電話システム)で使われていたのは、「AM(振幅変調)」、さらにそれを洗練させた「SSB(単一側波帯変調)」でした
  • 仕組み:45kHzのきれいな正弦波(キャリア)に対して、音声の強弱に合わせてその「振幅(波の高さ)」をリアルタイムに変化させます。 [1]
  • 周波数帯の変化:変調をかけると、45kHzを中心に、音声の周波数(約3kHz)の分だけ上下に広がった「側波帯(42kHz〜48kHz)」という新しい高周波の電気信号が生まれます。
  • SSBの採用:ベル研は電線の帯域を節約するため、フィルターを使って「45kHz〜48kHz(あるいは42kHz〜45kHz)」の片側だけを取り出して電線に送信していました(これがSSB変調です)。 
2. なぜ「変調」して45kHzにする必要があったのか?
人間の声をそのまま電線に流すと、1つの電線(ペア)に対して1本の通話しか流せません。
しかし、以下のように変調して「周波数を上に引っ越し」させることで、同じ1本の電線に何本もの通話を同時に押し込めるようになります(周波数分割多重化:FDM)。 
  • 1ch(そのまま流す):0.3 〜 3.4 kHz の生音声
  • 2ch(変調する):10kHz の信号に音声を乗せる → 10〜13kHzの有線伝送
  • 3ch(変調する):20kHz の信号に音声を乗せる → 20〜23kHzの有線伝送
  • 9ch(変調する):45kHz の信号に音声を乗せる → 45〜48kHzの有線伝送
このように変調された「電波と同じ性質を持つ高周波電流(10kHz〜45kHzなど)」が、1本の電線の中を同時に、混ざり合うことなく流れていきました。 [1]
3. ハロルド・ブラックの負帰還アンプ(NFB)の実験データ
前述の通り、ハロルド・ブラックが1927年12月に完成させた最初の本格的な負帰還アンプは、まさにこの多重有線通信網のために開発されたため、実験の仕様が「4kHz 〜 45kHz」の広帯域アンプとなっていました。 
  • アンプの直線性が悪い(歪みがある)と、45kHzで変調された通話の歪み成分が、下の10kHzや20kHzのチャンネルへノイズとして侵入し、他の人の通話を完全に潰してしまいます。
  • だからこそ、45kHzまで変調されたすべての信号を「絶対に歪ませずに、まとめて一度に増幅できる」超高性能なアンプが絶対に必要となり、その結果として負帰還アンプ(1937年特許認可)という大発明がもたらされました 
 

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戦前に175HQを造れた米国。 

HEPTODE管もつくれなかった日本。 差はデカいわ。

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  • 選別基準:完成した管(175HQ)を5,000時間(約7ヶ月)連続で動作させ、合格した7本に1本だけ」を海底に沈めるという、民間企業の常識を超えた超絶的な品質管理を行っていました。
  • 結果:地球規模の有線通信網を守るため、大西洋の底で22年間、1本も壊れずに動き続けました

これが国際電話の起点です。

つまり、「音声信号を45kHzへ変調して電線に詰め込んだ」という当時の最先端の通信要求こそが、のちの電子回路の歴史を決定づけるすべての歪み対策(NFBから1975年のQUAD 405カレント・ダンピングまで)の出発点(真の生みの親)だったのです。

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「昭和20年代~昭和50年代には中和を取る」って表現がラジオの製作や cq ham radioに見られた。

nfbと呼ぶと 聞こえがいいので nfbって言葉が普及したが、日本人であれば世界初の負帰還特許名「 ニュートロン 」を使って支障ない。

zep社 A級無帰還ディスクリートヘッドホンアンプ HPA-1000の放熱性と class A

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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大学で熱力学を学んでれば、 加熱相乗効果がおきるレイアウトにはしない。

【実物資産】実機基板パターンが証明する、隙間2.5mmの熱破綻と「B級動作縛り」の物理証拠

メーカーが販売している実機基板のパターン・レイアウトを確認すると、「純A級アンプ」という大看板が、ハードウェアの物理構造レベルで完全に拒絶され、自己破綻している写真が白日の下に晒されます。

■ 実機基板レイアウトから一発で分かる3つの自爆ポイント

① 隙間わずか2.5mm!狂気のトランジスタ高密度密集(Q16〜Q19、Q20〜Q23)
採用されている東芝製トランジスタ(TO-126パッケージ)の横幅はデータシート上で正確に 10.0 mm です。これを隣同士のセンター間隔わずか 12.5 mm で配置しているため、トランジスタとトランジスタの「実際の隙間」はたったの 2.25 mm(2.25ミリ) しかありません。
これほど密着させると周囲の空気による自然対流(冷却)は完全にストップし、4個の素子がお互いをダイレクトに加熱し合うため、局所的な熱飽和(オーバーヒート)を引き起こして一瞬で150℃の限界を突破。ハンダを溶かしながら一斉に熱暴走・即時発煙する可能性を内包した構造です。

② 設置された「Bias Adj. (VR1)」と「テストピンA・B」
写真中央の青い半固定抵抗(VR1)と、その横のテストピン(A、B)。隙間2mmという致命的な熱密集構造にしてしまったからこそ、製作マニュアルの指定通り、ここでエミッタ抵抗(白いセメント抵抗)の両端電圧を 5mV〜10mV(22mA〜45mA)の極小電流に絞り込んで調整させる以外にアンプを生き残らせる道がありません。 熱でアンプが燃えないように電流を極限まで絞らざるを得ず、その結果、22mAでは同時導通角がほぼ0度(クロスオーバー歪みが発生する純B級動作)へとハードウェア的に強制ロックされます。45mA流すと熱暴走モードにはいる可能性大(45mA連続通電200時間試してください)。

MAX1.2W出力時には1 TR  75mA  x 20v=1.5W (採用TRの許容値超え)がデバイスに掛るので、1.2W出力が物理的に成立しません。

③ 基板中央に刻まれた「no-NFB output stage」の虚偽シルク
基板上に堂々と印刷された「無帰還出力段」の文字。回路のトポロジーはLM386と同じ負帰還アンプ(帰還量計算式が公式公開中)であるにもかかわらず、基板の見た目まで使って「無帰還」を偽装しているこのシルク印刷こそが、景品表示法上の優良誤認(誇大広告)を示しています。

【総括:熱力学にA級アンプ広告は身を潜めます】

「幅10mmのパワー素子を、隙間2.5mmで4つ密集させて並べる」という基板設計は、放熱知識のない文系の配置です。アンプにA級のアイドリング電流を流せば自ら熱でメルトダウンする構造であるからこそ、無信号時電流を20mA〜45mAに絞って同時導通角がほぼ0度の純B級アンプとして動かすしかないのです。この現実を無視した「全域で純A級」という表現は、電子工学の数理からも熱力学の現実からも、完全に一線を越えた表示です。

終段のエネルギー変換効率は ぺるけ氏でも0.10から0.15。1200mW出す机上電流は総電流280mA rms 40V (10W超え)でも、現実には変換効率の逆数が掛る上にショックレーの方程式が載るので余計に流すことになる。 充分に熱暴走できるエネルギー供給量になる。

※景品表示法(不当景品類及び不当表示防止法)の第7条第2項に定められている「不実証広告規制」に基づき、本製品における「純A級動作」をはじめとする電気工学上の公開数値の真値、およびその数理的な論理的整合性に対する客観的エビデンス(裏付け)の提示および説明責任は、すべてメーカーおよび販売商社側にあります。

メーカーの公称表示 数理検証が突きつける冷徹な現実
「全域で純A級動作」 熱設計の欠陥(隙間2.5mm)により、電流を20mA〜45mAに絞るしかないため、信号入力時に即座に片側がカットオフする「純B級〜浅いAB級動作」に強制ロックされている。
「バイアス電圧一定」 東芝の公式データシート(TTC004B)が証明している通り、電流増大に伴いVBEは動的に上昇(0.65V→0.80V近辺)するため、固定されたバイアス電位(最大2.74Vの天井)では動的な電位の壁に阻まれて即カットオフする。
「無帰還(no-NFB)」 基板シルクに「no-NFB」と誇大に印刷されているが、トポロジーの本質はLM386などと同じ「負帰還アンプ」の構造を内包している。

zep社 A級無帰還ヘディスクリートッドホンアンプ HPA-1000 SEPP 導通角度 その2

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」 **********************************************************

WEBはここ

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【補足検証】信号0.1Vの極小音量時におけるA級動作の限界値

「最大出力時がダメでも、入力信号が 0.1 V(100mV)程度のごく小さな、実用上の極小音量時であればA級動作(360度通電)の領域を維持できているのではないか?」という点について、出力パワーの観点から厳密に検証します。

1. 入力信号 0.1 V(100mV)時の出力パワー

本機の標準ゲイン設定(約4倍)として、入力 0.1 V に対する出力電圧を 0.4 V とし、30Ωのヘッドホンに流れるパワー(P = V^2 / R)を算出します。

0.4 V × 0.4 V ÷ 30 Ω = 0.0053 W 【なんと 5.3 mW】

この計算が示す通り、入力 0.1V という実質無音に近い小音量の範囲に絞って、初めて「5.3 mW」という 極小パワーが導き出されます。

2. なぜこれがメーカーの言い訳にならないのか? 【公称スペックとの絶望的なギャップ】

メーカーは公式に「500mWまで純A級」と謳っていますが、実際にはその約100分の1の負荷である「5.3 mW」を出力した瞬間に、本機のA級動作は物理的に強制終了します。

現実の回路が流しているアイドリング電流(1石あたりわずか20mA)の限界から逆算すると、この5.3mWの境界線を一歩でも超えた瞬間から、アンプは全域の大部分の時間で片側のトランジスタが激しくカットオフ(電流0A)して動く「ガチガチのAB級・B級動作」へ突入します。

結論:0.1VでしかA級にならないアンプは「実質B級アンプ」

信号が 0.1V(出力5.3mW)以下という、小信号で小音量でしかA級を保てない回路を指して、製品タイトルに「純A級アンプ」と掲げて販売する行為は誇大広告(優良誤認)以外の何物でもありません。

「2.8Vのバイアス回路では実用音量で同時導通角が154.62度まで激減し、半分以上の期間でカットオフを起こす」という前章の数理ロジックの正当性は、この0.1Vの検証を通しても何一つ揺らぎません。

⚠️ 景品表示法に基づく明記 ※景品表示法(不当景品類及び不当表示防止法)の第7条第2項に定められている「不実証広告規制」に基づき、本製品における「純A級動作」をはじめとする電気工学上の公開数値の真値、およびその数理的な論理的整合性に対する客観的エビデンス(裏付け)の提示および説明責任は、すべてメーカーおよび販売商社側にあります。

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【回路図証明】一本の信号線上で数字が正面衝突している「致命的なバグ」

メーカーが公開した全体回路図(実測値)を左から右へ電気的に追いかけると、中学生の引き算レベルで絶対に整合性がつかない「回路図内の致命的な自己矛盾」が視覚的に完全証明されます。

■ 同じ一本の信号線上で発生している「電圧のミスマッチ」
① 左側(青四角:前段出力・カスコード段周辺)
回路図に明記されている、前段から右側へ供給される電位差の基準 = 2.5 V
② 右側(赤破線枠:最終電力増幅段)
上側ペアのしきい値(0.65V + 0.7V = 1.35V)と、下側ペアのしきい値(1.35V)の合計。
アンプをただON(B級動作)にするためだけに最低限必要な電圧 = 2.70 V (1.35V + 1.35V) 
公開値からは 22Ωで0.2V消費(10mA)らしいことがよみとれます。アイドル電流 Ic=22mA時 2SC1815のベース電流は2mAにて、22Ω通過にて0.04V程度低下だけです。 つまり数値2.70V と 数値2.5Vの整合性 (差分0.2V) が 公開回路図から証明できません
【チェックメイト:供給電圧が全く足りていない】
2.50 V(前段からの供給) - 2.70 V(出力段の最低必要値) = -0.20 V

左側で作られている電位差が 2.5V しかないのに、右側の出力段を活性化(ON)させるためには最低でも 2.70V〜2.8V の電圧を中央のバイアス回路(黒四角)で維持しなければなりません。これでは完全に 0.2Vの電圧不足(マイナス) であり、回路図の左右で数字が真っ向から衝突しています。

この「1.35V」と「2.5V」という2つの数値を同時に同じ図面に書き込んで平然と公開していること自体、回路の前後における電位の計算(整合性の確認)が設計・販売段階で完全にスルーされていた動かぬ証拠です。この破綻した図面こそが、虚偽表示(優良誤認)を証明する物理的エビデンスです。

メーカーの公称表示 数理検証が突きつける冷徹な現実
「全域で純A級動作」 熱設計の欠陥(隙間2.5mm)により、電流を20mA〜45mAに絞るしかないため、信号入力時に即座に片側がカットオフする「純B級〜浅いAB級動作」に強制ロックされている。
「バイアス電圧一定」 東芝の公式データシート(TTC004B)が証明している通り、電流増大に伴いVBEは動的に上昇(0.65V→0.80V近辺)するため、固定されたバイアス電位(最大2.74Vの天井)では動的な電位の壁に阻まれて即カットオフする。
「無帰還(no-NFB)」 基板シルクに「no-NFB」と誇大に印刷されているが、トポロジーの本質はLM386などと同じ「負帰還アンプ」の構造を内包している。

まとめ

1:おもちゃの測定器で電圧計測したようで 数値整合性が非常に弱い。

2:無信号電圧時のバイアスに、動的信号の電圧変位が重畳されてない。

CLASS Bでほぼ固定。小出力であれば CLASS A.

国際通信における「使用周波数・IF(中間周波数)」の変遷とアンプの歴史

国際通信における「使用周波数・IF(中間周波数)」の変遷とアンプの歴史

時代(主なシステム) 伝送・処理に使用された周波数帯域 1本の回線に乗った通話数 アンプ・受信トポロジーの限界とブレイクスルー
1920〜30年代
(初期の有線キャリア)
4 kHz 〜 45 kHz 約 3 〜 12 チャンネル 電線に10kHzや45kHzのSSB変調波を送信。真空管の非直線性が原因でチャンネル間混信が頻発し、ハロルド・ブラックの「負帰還(NFB)アンプ特許」が誕生。
1956年
(初代大西洋ケーブル TAT-1)
20 kHz 〜 164 kHz 36 チャンネル ベル研製の伝説的真空管「175HQ」アンプを耐圧ケースに詰め、海の底へ沈めて遠隔給電。可聴帯域直上から中波ラジオに近い帯域までを有線伝送。
1960年代前半
(第2世代同軸 SDシステム)
108 kHz 〜 1.05 MHz 128 チャンネル 周波数がついに1MHzの大台へ突入。高周波化に伴う電線の信号減衰(表皮効果)に対応するため、海の底のアンプ間隔を数十kmから大幅に短縮。
1970年
(第3世代 SFシステム)
500 kHz 〜 6 MHz 845 チャンネル 海底アンプが真空管からトランジスタへ完全移行。GHz帯まで扱える半導体の登場で、周波数帯域を一気に6MHzまで拡大、大容量化を果たす。
1976年
(アナログ同軸の限界 SGシステム)
1.5 MHz 〜 30 MHz 4,000 チャンネル 短波ラジオと同じ帯域(30MHz)まで使用したアナログ有線通信の物理的限界。アンプの「高周波歪み」対策が極限に達する。
1982年ごろ
(国際無線・移動通信の進化)
第二IF:40 MHz 〜 45 MHz
(第一IFはより高周波へ)
大容量セルラー / マイクロ波中継 無線通信機の受信方式において、ダブルスーパーヘテロダインの第二IF(中間周波数)を40MHz帯へ劇的に引き上げ。イメージ混信を数理的に排除し、多重通信のための広い「道路幅(帯域幅)」を確保。高周波半導体の進化がこれを支えました。
1988年以降〜現代
(光ファイバー TAT-8〜)
約 193 THz (テラヘルツ) 数億 チャンネル 電線に「電気」を流す時代が終わり、ガラス繊維に「レーザー光(赤外線)」を流すデジタル光通信へ完全移行。

人気のNE602は1985年リリース。 だから設計中心周波数が45MHz

ai君はここ。

zep社 A級無帰還ヘディスクリートッドホンアンプ HPA-1000 のSEPP 導通角度 その1

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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1_z89

1_z41_2ここでは2.8V。 しかし回路図には2.5Vと書いてあるので2.5Vが真値

WEBはここ

1200mWもA級動作と公開さえている。

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1_z28

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Classesofpower

これがIRE1931定義の導通角模式図

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A級動作になっているかの確認をおこなった

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■ 半導体物理学(指数関数)に基づく「A級動作維持角」の計算と、バイアス電位起因による常時B級ロックの現実

トランジスタの特性(指数関数)に準拠したオーディオ工学の定義式(余弦関数:cos)へ、本機の真の電流比率(全体の合計値 I_q = 80 mA、I_peak = 364 mA)を代入し、上下の素子が同時にON(純A級状態)を維持できる「理想上の上限角度」を割り出します。

cos( A級維持角 / 2 ) = I_q / I_peak = 80 mA / 364 mA ≒ 0.2197

これを逆余弦関数(arccos)で角度に換算すると:
A級維持角 / 2 ≒ 77.31° ⇒ 理想上の最大A級維持総角度 ≒ 154.62°
⚠️ バイアス電位起因による「154度すら幻」という物理現実

上記の「154.62度」という数値は、あくまでバイアス電源が理想的に電位を供給できている場合の机上の計算に過ぎません。

回路図(図1)が証明している通り、本機は前段からの供給が2.5V近傍、バイアス回路の天井が2.74Vにガチガチに縛られており、最初から深刻な「電位の赤字(不足)」を抱えてロックされています。

この致命的な電圧不足の足枷があるため、理想的なAB級アンプのように「片側が粘ってなだらかにカットオフする(オーバーラップする)」というゆとりは物理的に1ミリも存在しません。波形がセンターからほんの数ミリボルト動いた瞬間、反対側のトランジスタは即座に完全遮断(電流0A)へ叩き落とされます。

したがって、本機の各トランジスタが電流を流せる期間(導通角)は、オーバーラップが一切消滅し、ぴったり半分の「180度(Conduction Angle 180°)」に強制固定されます。これは電気工学の定義上、100%完全な「ガチガチの常時B級アンプ(図のCLASS Bそのもの)」の挙動です。

結論:実態は常時B級動作であり、「全域で純A級」は完全な虚偽表示(優良誤認)

※「500mWまで純A級」という大看板を掲げながら、その実態は2.5Vのバイアス電位縛りによって即座に片側が完全遮断を起こす、教科書通りの純B級アンプに過ぎません。この決定的な回路バグを隠して販売する行為は、景品表示法上の著しい不当表示です。

⚠️ 景品表示法に基づく明記 ※景品表示法(不当景品類及び不当表示防止法)の第7条第2項に定められている「不実証広告規制」に基づき、本製品における「純A級動作」をはじめとする電気工学上の公開数値の真値、およびその数理的な論理的整合性に対する客観的エビデンス(裏付け)の提示および説明責任は、すべてメーカーおよび販売商社側にあります。

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まとめ

無信号電圧時のバイアスに、動的信号の電圧変位が重畳されてない。

AMP動作の見識がない可能性すら内包しておる。 

動作波形のエビデンスが存在しない理由はここらにもありそうだ。

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B級に近いC級動作音をメーカーアンプで聴くことは全くないので、気にいった層が存在している。

2026年7月19日 (日)

表向きは『無帰還のピュアなアンプ』と宣伝しているけれど、中身はガッツリと負帰還(NFB)に依存した普通の回路だった

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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Hpa101

HPA-1000はバイアス電位からみて CLASS C と CLASS Bの境目動作です。 従前にはないバイアス設計なのでエモ-シャルな音になります。 エモ音(CLASS C)の好きな方向けです。

入力信号増減にあわせて動的にSEPPバイアスが追従するのがaudioアンプですが、下図のように 縛りつけてあるのでリニア動作は無理です。

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技術検証報告:HPA-1000 (ZEP 販売品):A級無帰還ディスクリートアンプ

  • 製品発売日:2021年1月11日
  • 回路検証日:2026年6月1日
項目 宣伝・表記の主張 回路・仕様の現実(客観的事実) 法的・倫理的な問題点

終段の動作
「無帰還(ノンエヌエフビー)」 エミッタ抵抗(0.22Ω)による電流局所負帰還が常時作動。 物理的な回路動作と商品説明が矛盾(優良誤認の懸念)。

ループの起点
「最終段からは一切掛けていない」 出力端(最終段)から入力へ直結し、直流オーバーオール負帰還を形成。 「一切」という断定表現が虚偽。

技術的説明
最新の画期的な「無帰還」構成 1971年の文献に載っている直結負帰還アンプそのもの。 過去の技術の流用を、誤認させる形でマーケティング。

A級動作の標榜
「最大出力 1200mWまで全域で純A級(CLASS A)動作 終段トランジスタ1つあたり20mAがアイドル電流。最大出力A級 1.2W時には電流 71mAが必要となり、アイドル電流の3.5倍流れるのはB級動作回路。      仮にA級動作維持させると、素子1つに1.3Wもの無理な負荷がかかりトランジスタを著しく劣化させる(定格 1.5W)※放熱板必須 実現不可能な動作条件をスペックとして謳っており、消費者を著しく誤認させる(優良誤認の懸念)。

電源の品質と負帰還の不一致
無帰還によるストレートな高音質」など、純度の高い回路動作をアピール。 終段の4パラ回路がメイン電源(±19.5V)に行くが、大出力時に電源全体が激しく変動する。Q27で初段へのノイズ回り込みを防ごうとはしているが、この電源変動から生じるアンプ全体の歪みを抑え込むために、実際には強力なオーバーオール負帰還(NFB)のループが必須不可欠な設計になっている。 「無帰還(NFBなし)だから高音質」と謳いながら、実際には電源のフラつきを力技でカバーするためにNFB回路に100%依存した設計になっており、商品説明の根幹が破綻している(優良誤認の懸念)。

保護回路の機能不全
(安全性)
「大切な高級ヘッドホンをDC出力段破壊から守るプロテクター搭載」等の安全性をアピール。 DC15Vが漏洩した際、低音判定防止用RCフィルターの充電遅延などが原因で、リレーの完全遮断までに約110〜111msを要する。しかし、高級ヘッドホンのボイスコイルは過負荷からわずか10msで焼損する。 1950年代からの古典的な時定数設計のままであり、実際には「ヘッドホンが燃え尽きた後に作動する」という意味をなさない形骸化した保護システムになっている(製品の安全設計における重大な過失の懸念)。

公式技術解説の自己
矛盾
キャッチコピーや宣伝文句では「無帰還」と繰り返し断言。 ZEP公式の解説記事(Webマガジン)内で、堂々と「帰還量の調節」という見出しを掲げ、抵抗値 R11 からの仕上がりゲイン(帰還量)を求める計算公式まで公開している。 製品の看板(無帰還)と、メーカー自らが公開している内部仕様の記述(帰還量計算)が真っ向から自己破綻しており意図的な虚偽記載(優良誤認)
 
 

Hpa122

Hpa114

 整備済真空管ラジオ。修理水準は低いわ。こりゃ闇だ

Yahoo03

Yahoo02

3yahoo0

Yahoo01

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ここです

 
 
 
 これ修理済みと信じちゃう層がいるのね。

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 UA-360
 
オイラが修繕したUA-360。記事はここ
松下電器産業(National)の真空管ラジオ「UA-360」の修復・測定記としては、オイラ記事が日本で最も古い記事公開ですわ オイラ当時調べて先行情報ゼロなのを確認した。
 

029所謂、残留ノイズは4mVまでさげたコールド側の結線位置変更だけでハム音さがるのね。どこかのyahooおじさんは 無能なので部品たしてたね。

 真空管 5球式トランスレスラジオ UA 360 残留ノイズ4mV

YouTube: 真空管 5球式トランスレスラジオ UA 360 残留ノイズ4mV/

 
 
 
 
 
 
 

Yahoo11

おもちゃのUSBオシロで計測しておるので、数値は全然信用できないわ。

60HZがすんごく違う。電気事業法に抵触するほどブレてる。九州標準周波数 ±0.1Hz 以内(59.9Hz〜60.1Hzなど)

おまけに、「ノイズをさげたとされる画像」は半導体ダイオード整流の波形。真空管トランスレスラジオなのに 半導体ダイオード整流波形を公開しておる。

間抜けなのか? yahoo市場ではばれないと舐めたか??? 「エビデンスの偽装」だわ

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このおっさんの 公開画像だと、 発電所が行政指導うけるほど周波数が不安定だよ。

このオッサンは2級電気工事士のわりには、交流の知識なくてかなり不自然。

Yahoo13

 半導体整流波形を 球ラジオのエビデンスにもってくる水準なので、もうなんでもありだね。

Yahoo14

Yahoo15

ここです。

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波形写真がダイオード整流でも、真空管トランスレスラジオだと信じちゃう層がおるのね。

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電源周波数の安定度は、 0.01Hzが東京電力。 49.99~50.01Hz.  この数値は強電エンジニアなら知ってる。しらなきゃモグリ。

おもちゃオシロは 60Hzエリアなので、周波数は59.9から60.1Hz,

59.52とか60.2なんて数値で公開されてる画像だが、これは計測側がおもちゃだから。     60Hzもまともにはかれない道具で100kcを正しく測れる科学的根拠がない。

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Photo

この尖がりが波形にでてこないので、半導体ダイオード整流画像の流用確定だね

あ~あ、このスタビロおじさんは、エビデンスを偽装するところまできたのね。信じるのはむりだよ。

 
 
 
 

ヒーター線のインダクタンスによる「逆起電力」
トランスレスラジオは、複数の真空管のヒーターを直列に繋ぎ、AC100Vのコンセント電源を直接流して温める仕組みです。
先ほどご指摘いただいた通り、10回程度の巻き数であってもヒーターには確実にインダクタンスがあります。交流(AC)の電流が変化する瞬間(特に電源のオン・オフや、整流ダイオードが切り替わる瞬間)、ヒーターのインダクタンスが電流の変化に激しく抵抗し、鋭い高電圧(逆起電力)を発生させます。これが波形をピンと尖らせる原因です。
 

お主は 悪だのう

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2026年7月18日 (土)

「炭化した部品がついていても整備済と主張する」 闇を またみつけた

Titakon2

Titakon1

Titan4

ここです。

Titan8

騙す側の自称整備品は ここに公開済み。150台程度は公開したとおもうよ。

この分野、[単純な部品交換 イコール 整備」とする輩がいて怖い

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違法bluetooth 愛好家。

日本で違法bluetooth 搭載ラジオを最も出品した経歴をもってる

 35台を超えてみたよ。

Damasi

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オイラも 整備済真空管ラジオで 2度 だまされた。 

2度とも まともに音がでなかった経験がある。 騙す側が多いね。 

帰還量の調節(R11)です :A級無帰還デスクリートヘッドアンプ HPA-1000

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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「無帰還アンプですが、帰還が掛っています」ので、算出式を公開中でした。

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0804

「水が入っていないのに、水の量を調節できます」と言っているのと同じレベルの、完全な自己矛盾(言葉の大崩壊)

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古代から これを矛盾とよぶ。

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2026年7月17日 (金)

ぺるけ氏のシンプル版回路(ヘッドホンアンプ)考察

Simpleschema記事元はここ

特徴:上のように倍音発生器が入っている。エモ音をだすには廉価で効果がつよい商品、

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改善方向 4点

1:電源off時の放電用抵抗を追加した。

2:「コールド側から侵入してくるノイズ」のストッパーを入れた。

3:空気振動発生器からの起電力起因でNFBがみだれる。 ここを深く考えた研究はさほどないらしい。 起電力襲撃を和らげる目的で抵抗0.3オームをいれた。 これは昔ながらのソリッド抵抗がベスト。 

酸化金属だとインダクタンス(ナノ ヘンリー)があるので ここには、酸化金属抵抗は???(小サイズが流通していないならば、我慢して酸化金属抵抗をつかう。 流通はこれから調べる)

4:倍音発生器はバランスをとった。逆に拙い可能性はあるが、奇数次歪は増えるのでエモ音好み派むけになるとおもう。  「奇数次歪 と 偶数次歪 の相乗効果」をねらった。

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音源をPC,スマホにした場合には、上記受けがベストに近い。

インピーダンス面でも音源側デバイスにとってもDCが流れこめる形がただしい。「VRは100Kを超えると、無接続」 とスマホに判定されてしまうので、2K~50Kの間がベスト

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