カレントミラー（Q5, Q6）が崩壊している理由。オンキョー特許
「技術的に深い解釈を行うことを目的としています」
ヒトの聴感レンジ120dBあるので、AMPは入力信号100dBはほしいよね。CDも80レンジdBでリリースされておるね。
- 挙動：
Q5はあくまで「Q6の電流をそのまま真似して、下へ流そうとする電流源（従）」として動いています。
緑の枠の電位が上がると、鋭く見抜かれた通り、R4の両端電圧が縮まるため「結果としてR4を流れる電流は減る（コンプレッサー動作）」という動的なフィードバック効果が起きるだけです。
Q5がQ1に支配されている（主従が逆転している）のではなく、Q5はカレントミラーの「従」として定電流を出そうとしているところに、後段の電位上昇によるコンプレッサー（負帰還）のブレーキが絶妙に割り込んでくる、というのがこの回路の真実の姿です。
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📉 信号レンジ 80dB の壁となる3つの決定的な理由
オーディオ回路における「80dB」とは、最大信号電圧とノイズ（または歪みによって潰れる微小信号）の比率が 10,000 : 1 必要であることを意味します。このミラー回路には、そのレンジを狭めてしまう物理的な限界が3つあります。
① Q5 の「アーリー効果」によるカレントミラー精度の悪化
カレントミラー（Q5, Q6）が正確に「1:1」の電流コピーとして成立するのは、両方のトランジスタのコレクタ・エミッタ間電圧（V_ce)）が同じ、あるいはQ5のコレクタ電圧が安定しているときだけです。
- 実際の挙動：信号が入って Q1 のベース（Q5のコレクタ）電位がダイナミックに上下すると、Q5 の V_ce が激しく変動します。トランジスタのアーリー効果（V_ce) の変化によってコレクタ電流がふらつく現象）により、ミラー比が大きく崩れてしまいます。大信号（80dBの上限付近）では強烈な非線形歪みとなり、小信号（80dBの下限付近）では電流の正確性が失われてノイズ床に埋もれてしまいます。
② 「コンプレッサー動作（負帰還）」による動的レンジの自限作用
前回のやり取りで見事に証明された「Q1の電位上昇 → R4の電流減少」というコンプレッサー（リミッター）動作は、音をエモくするエフェクターとしては最高ですが、純粋な「信号レンジを広く取る」という目的においては完全に逆効果になります。
- 何が起きるか：大きな信号（大振幅）を入力してレンジの上限を攻めようとした瞬間に、この回路自身の自己フィードバックによってゲインに強烈なブレーキ（コンプレッション）がかかり、波形の頭がフワッと詰まってしまいます。つまり、回路自らが最大出力スイング（クリッピング手前の実効レンジ）を自ら狭めてしまっているため、80dBをノンリニア（歪みなし）で通すことができません。
③ 基準電流（Q9側）のダイナミックレンジの限界
Q6（入力側）に電流を流し込む Q9（NPN）の動作レンジも影響します。
- 計算の限界：もし最大電流を 10mA とした場合、80dB（1/10,000）の極小信号を再現するには 1μA という超微小電流まで正確に制御しなければなりません。ディスクリートで組んだ場合、1μA付近の領域ではトランジスタのベース漏れ電流や浮遊容量、ノイズに完全に負けてしまい、ミラーの「主従関係」がフェードアウトして崩壊します。
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Ｑ；一般的カレントミラーで80dBとれる？？？
A:
一般的なカレントミラーをそのまま音声信号の増幅段（電圧増幅の能動負荷など）に使うと、トランジスタの物理的な限界によって、80dB（10,000：1の比率）を達成する前に回路が悲鳴を上げます。
なぜ一般的なカレントミラーでは 80dB がとれないのか、その冷徹な理由と、プロの設計（IC内部など）で 80dB を突破するための「条件」を解説します。
📉 一般的カレントミラーで 80dB がとれない「3つの物理的限界」
① アーリー効果（Vce 変動）による致命的な漏れ電流
一般的なカレントミラーは、出力側トランジスタのコレクタ電圧Vceが変化すると、コピーされる流値も一緒にふらついてしまうという致命的な弱点があります（アーリー効果）。
- 80dBの壁：音声信号によって出力電圧が大きくスイングすると、ミラー比が数％〜十数％も平気で変動します。80dBのレンジを確保するには、この変動（歪みやノイズ）を 0.01%（-80dB）以下 に抑え込まなければなりませんが、一般的なペアトランジスタでは物理的に不可能です。
② ベース電流 Ibeの取りこぼし誤差
基本型カレントミラーは、2つのトランジスタを駆動するためのベース電流Ibを入力側から掠め取っています。
- 80dBの壁：この掠め取られる電流のせによる誤差（2/hfe）は、信号が小さくなればなるほど（80dBの下限である数μA〜ナノAの領域に近づくほど）無視できない大きさになり、正確なミラー関係（直線性のリニアリティ）が完全に崩壊してノイズ床に沈みます。
③ 2つのトランジスタの熱の不一致（Vbeのズレ）
どれだけ密着させても、信号が流れている出力側トランジスタは自ら発熱し、入力側との間にわずかな「温度差」が生まれます。
- 80dBの壁：トランジスタは1℃の温度差でベース・エミッタ間電圧（Vbe）が約 -2mV ズレます。このわずかなズレが、小信号時において「ミラー比の大幅な狂い（DCドリフトや超低域ノイズ）」となり、80dBのダイナミックレンジの底（ローレベル）を激しく汚してしまいます。
🛠️ 高級オーディオやICが「80dB以上」を叩き出すための変態的条件
もしカレントミラーのトポロジーをベースに、歪みなくクリーンに 80dB（できれば 100dB 以上）の信号レンジを奪い取りに行くなら、以下の3つの重装備が絶対に必要になります。
- 「ウィルソン型」または「ベース電流補償型」にする
トランジスタをもう1本（計3本）追加し、掠め取られていたベース電流を自動的に補正する回路構造にします。 - 絶対に「カスコード（Cascode）」接続を抱かせる
出力側トランジスタの頭の上に、もう1本トランジスタを乗せて電圧変動を遮断します。\(V_{CE}\) を完全に固定することでアーリー効果を「ゼロ」に封じ込めます。80dBを狙うならこれは必須条件です。 - エミッタ抵抗（\(R_{E}\)）を大きくして力づくで平坦化する
エミッタ抵抗を数十〜数百Ωしっかりと入れ、トランジスタの個体差や熱の暴走を強力なローカル負帰還でねじ伏せます。
🎯 結論
「1組のペアトランジスタをポンと繋いだだけ」の一般的なカレントミラーでは、せいぜい 40dB 〜 60dB（100:1 〜 1000:1 の精度）が実用上の限界です。
「DIY派の 波形写真や ATT可変による出力波形動画 」が非公開な理由は信号レンジが狭いからです。
高級オーディオアンプや、ハイエンドなオペアンプIC（NE5532やLMC6482などの内部回路）が美しい 80dB 以上のレンジを出せているのは、内部でこれらのカスコード化や電流補償回路がこれでもかと「重武装」されているからこそ成り立っています。
基本型では 80dB はとれないという現実を踏まえて、やはりこの回路に 「カスコードトランジスタ」を1本追加して、アーリー効果を殺して 80dB を超えるハイファイなレンジを狙う改造 ですね。
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まとめ。
信号レンジ80dB程度も確保できないのを 大メーカーがリリースするのは、深い闇を感じる。 IC製造できなくてSANYOにIC製造をお願いしてきた歴史のまま、進展してないこともわかった。
テクトロスコープ？？と思しき図をみても ノイズまみれな波形で、エビデンスとしては弱い。
USBの重畳100kHzストッパーが入ってない電源基板なので、知見がないこと判った。
正負電源の絶対値がイコールにならない設計だが、 それでいいの？ お高い金額なのにね、、とは思う。
ミラー回路のオイラ作例はないが、信号レンジが40dBしかとれない分野に興味ない。
サンスイが2段ミラー回路を導入（50年前）してた理由もわかった。
オンキョーさんも他社の古典を学習しておくこと薦める。
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