RADIO KITS IN JA　

この設定のままだと、オシロスコープは「大まかな全体の流れ」を捉えることを優先するため、細かな高周波ノイズ（一瞬のトゲなど）を取りこぼして画面上から見えなくしてしまいます。

これが「ノイズが見えない」

「波形が遅延してズレて見える（データが間引かれてカクついている）」と感じる直接の理由です。

厳密には23.7μ秒　の差があるんだが、　人間の目では20μ秒ていどのズレに見える。

画像のように遅れてる。下側波形の立下りだけ遅延してる。　この波形ズレに気つかないなら、電子工作には向いてないわ。

原因は、測定器だけなのか？　　遅れは8度くらいだ。audio信号1khzで　8度も遅延するアンプって、かなり珍しいわ。ここまでひどいICはメーカー出荷してこないので、使う側の問題だ。　

おそらくは、高域でかるく発振させて、エレキアンプのようにシャリシャリいわせてる目的だろう。　

「アナログ回路に1Mオームプローブあてると、真値からずれる」のはエンジニア常識だが、それも知らずにこれたのか？

オイラの同僚の名言で「知識がなくても　形にはなる」

そのあとに、もう一言　「それが使える品（仕様を満たす）かどうかは別だぜ」

紫波形は同期ズレ中だね。ぱっとみて8度くらいだわ。　紫波形プルダウンだけ確実におくれてるが、補正方法はあるのないの？？

半導体応答が100ナノ秒なので、3ケタ近く引っ張られる理由を知りたいと思うのです。上の波形もプルダウンだけ遅延するので、。オシロ起因？？？もチラチラ。

たぶん、アイドル電流が細いね。D3がカットOFFから戻ってくるのがおくれてるわ。オイラならこの3倍から5倍流すわ。

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信号ラインZ=100のポイントに　Z=1Mをあてたら　何を計測してるのかわからずになる。

BELL研が、　インピーダンスを五月蝿く云うのは「AUDIO系で正しく測定したきゃ、Z=600で測れ」

YouTube: アナログ　オシロ

デジタルオシロで波形観測したければ、現行品なら100万円から300万円ていど必要。

10万円クラスは画面解像度が800×480ドットなので1995年DOS/V機とイコール。　ヒゲノイズは映らない仕様。

デジタルオシロでは隠れてみないノイズになかされてきたオイラは、アナログ。

定電流素子が入ってはいるが、負荷の導電性？？がひくく、電流制限素子として動作成立しないはず。

「電流制限でてきているかどうか？」をAI君にきいてみた。

ここ。

12AU7の低圧動作時のカソード電流　（コーレン式）：Ltspiceでの真空管動作に採用されたコーレン式・

RCAから公開されてる12AU7 プレート抵抗曲線（1947年公開)　：12AU7A.pdfをダウンロード

シミレーションソフトが不存在な時代なので、球を実測してグラフを完成させてある。連続計測していることがすごい

RCA　データからは、電流0.56mA時にはプレート電圧100Vは必要なことは読み取れる。内部抵抗が400Kオームにちかい。

1947年公開　RCA資料からみても、12AU7へは電流0.56mAむり。　AI君にお願いして、定電流素子が役立ってないことを説明してもらった。

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アノードに16V印加して、カソード抵抗にかかる電圧をはかった。

YouTube: 低圧駆動の12AU7 カソード電圧の監視

R=68Kオーム。カソード電圧1.5Vならば電流0.022mA. 

カソード電圧1.7Vなら　電流は0.025mA.　　

定電流素子は　0.1ミリアンペアから上だそうで、市販品ないね。

カソードフォロア後段には、入力Z=5テラオームのLMC6482をもってきた。 OP AMP史上で最も入力Zが大きいいIＣです。1997年リリースです。DIP品は2021年製造終了。　脚を再メッキしたのが出回ってる。

真空管をプリにして終段トランジスタでスピーカーを鳴らす回路。2022年9月公開済み。

基板購入者の作例。

YouTube: 12AU7真空管ヘッドホンアンプRK-196に組み立て。ほとんど半導体で真空管はおまけ程度なので入門向きかも。

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YAHA基板は以下のように11種。

実測max 220mW. 

YouTube: YAHAアンプ 12au7 mini mini watter :diy

NFトーンコントロールをのせたYAHA .2022年12月公開済み

YouTube: YAHAアンプ tone controlled 12au7 headphone amp : output max 250mW. RK-207

終段を2SC3422,2SA139にして 0.6W出にしたアンプ

YouTube: YAHA アンプ　　12au7 amp :2 stage booster / 590mW。RK-224. 　　RADIO KITS IN JA

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低圧12au7アンプをClass A₁ 。

カソードフォロアにした作例。　X-YAHA と名つけた。YAHAはアノードから信号もらうのでアンプにかかった信号は増幅されてOP AMP に渡る。　1997年発売のLMC6482が、エミッター受け側OP AMPとして世界最高。入力Ｚが1テラオームなので、前段への影響はない1ピコアンペアも前段への影響ない

YouTube: 12.6V駆動　：12AU7 カソードフォロア。ヘッドホンアンプ. LMC6482を使っている。　2nd try　。　

12AU7電流は0.020ミリアンペア前後.

YouTube: 低圧駆動の12AU7 カソード電圧の監視

低圧動作真空管のカソードフォロア. SONY C-37回路のように動作電流をしぼって電圧変化分を増幅した。

したがって1/10まで減少にてOP AMPに渡る（ここが半導体とちがう）.

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Pete Millett氏のハイブリッドアンプ（２００２年は印刷物）、　12AE6 (自動車ラジオ用真空管）なので10Vも掛れば動作する。　プレートに24V掛けて動作するのは標準動作(12Vで動作するように設計された球だから）。　　10Vで動作する真空管3a5でやれば面白いのにねえ、、

Tube Hybrid . ツェナー起因ノイズ波形の監視映像がないので、彼のノイズ対策OKかどうかは不明。　2個のヒーター直列にすると、上側ヒーター球の元気具合がさがる。実験してみりゃヒーターの明るさが違う。子供でも差がわかるので、同一型番でのヒータ直列は勧めない。

12AU7を　3個配置して、ヒーター直列だと　掛かる電圧はバラバラになった。　

YAHAのFrank Andreas Schmidt（フランク・アンドレアス・シュミット）氏は、高圧球をあえて12.6Ｖでつかった。　低圧なので、1N5291は不要。　

JF1OZL氏が高圧球を12.6Vで使ったのが、1992年の『CQ ham radio』誌。　歴史上では最古である。JF1OZL氏は凄いわ。

YouTube: スタンバイビー　：前鳴り　確認

YouTube: 「前鳴＋後鳴」　　　スタンバイビー

2020年1月24日　記事の再掲

YouTube: スマホのイヤホン端では、テスターでの電流値が計測できるぜ。

「コーデック ＋ af 信号増幅　＋　負荷検出」まで1つで済む時代だ。

CS35L45 / CS35L41（シーラス・ロジック）：7W出力（スマホ）

WCD9385 / WCD9395（クアルコム）

30年前はNGだった「DCを直接SPに流す」ことは小型音響機器(スマホ、MPプレーヤー等)では普通の技術になっている。

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・spにDCを流すとムービングコイル位置が本来の位置と違ってくるはずだが、「それはDCの電圧値に依存するのか？或いは　電流値に依存するのか？」。アンプがデジタルだとアイドル状態は完全無電流なので、スピーカーコイルへの影響は無視されている。

・メーカー製アンプではDC電圧値で保護装置作動させているようだ。　およそ0.6Vとの情報がある。

・「それであれば0.06Vで1AのDCをSPに流しても大丈夫なのか？　0.6V 0.1Aでは駄目なのか？」　：「エネルギー量としてはイコールだが、一方だけ保護装置が働くだけでいいのか？」などオイラには判らない謎が発生する。　つまり現行メーカーは注入エネルギー管理はしていない。（　エネルギー管理するには少々技術を必要とする)

・スマホ内蔵のアンプはDCが積極的に漏れ出くる。2～5V程度は出てくる。DCが出てくるのでICに合わせたインピーダンスで受ける必要がある。⇒　後段は電流入力が好ましいはずだが、そこまで話題になるのは10年後だろう。。

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・NFBはご存じのように1/2周期おくれの信号をフィードバックし加算させている。つまり1周期でみると倍音状態が発生している。しかしフィードバック量が少ないので倍音としては非常に判りにくい。audio系は謎が多く、田舎のオイラには理解できないことが多数ある。

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・ICデータのコピーだ。DCが出てくるAB級アンプ。電源電圧2.7Ｖから作動するのでスマホ3.7Vで楽に作動する。　このステレオタイプがスマホに入っている。

・データシート記載のようにDCが下流に侵入する。

・このICを4石ラジオのAF部に使おうかなあ、、と見ていたら、標準ゲインバンド幅積が12MHzなのでラジオAFには不向きだ。　寧ろ7MHz QRP TXのファイナルに使える。CW　TXの小型化にどうですか？　OUT  0.5Wです。

・プロユースではスピーカーにかなりＤＣを流す製品が公開されているが、「JA audio界ではdcを流しちゃ駄目」らしい。　どうして違うのかな？　

・「どの程度のDC電圧がSPに印加されるのか？」では、VohとVolから算出される。、、と云うことで直流がそのままスピーカーに掛かるICが今は主流。　このICで0.5W程度の出力。

・昔「直流を流し出す音源」対応策として記事にしたが、直流がそこそこの電圧ででてるICがかなり主流で往時無かった型番も目にするので、真空管ラジオのPUと繋ぐ時は注意。

YouTube: 低周波発振器端では、電流計（テスター）の値はゼロだぜ

コーレン公式等から　カソード電位が1.405v超えておるとClass A₁ 。安全をみて1.43ｖも掛ってれば論理上はClass A₁ 。

現実に、グリッドとの電流有無を計測するには、軽自動車代と似た金額を投資する必要があるので、そこの投資は腰が引ける。

YouTube: 低圧駆動の12AU7 カソード電圧の監視

電源電圧16.0vでは　1.5v超えで掛るのでClass A₁ 。

電源電圧15.0vでは1.35v～1.40vをウロウロ。

プレートに15.50v印加されておれば大丈夫。　

中華テスターではノイズもふくめて計測するので高めにでて真値不明。　アナログテスターでは内部抵抗起因で低めにでて真値不明。

R=68Kオーム。電圧1.5Vならば電流0.022mA.  1.7Vなら0.025mA.

R=47Kでは1.3V近傍でむり。

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このClass A₁  動作に影響なく後段動作させるにはLMC6482がベスト。　入力Z=5兆オーム（5テラオーム)なので、カソードフォロア抵抗 68K　と5テラ　の比は、7300万倍違う。

g1の値も低くしてある。意図がよめないなら、AI君に聞いてね。

スマホ、PC側のダイレクトドライブIC　(2015年以降：コーデック+AMPの仕様書では2K上限）にあわせた。

　入口のVRは5Kオーム。　1K VRだと実測の生成電圧がかなり苦しい。

改良基板の到着まち。

YouTube: 12.6V駆動　：12AU7 カソードフォロア。ヘッドホンアンプ. LMC6482を使っている。　2nd try　。　AD822が手元にないので、6482で確認。

JF1OZL style amp (RK-284 v3)を　低周波信号いれてみた。　。某基板屋の基板は発振するが、オイラのは発振はしないよ。

位相補正のコンデンサーはゼロでも、通常500ミリワットクラス発振しないよ。発振止めの中和コンデンサーは今回も不要。

1:出口は　540mW.　15v時。

２：3dB落ちは49kHz.

3:　seppの切り替え点がわかる。　ne5532からドライブしてもこんなもの。

ne5532でドライブしているので、電圧の壁起因で2.1v rmsしかでてこない。0.5オーム端で最大9.6ｖ位しかスイングしない。理論上限でも0.65wくらい。　

rail to rail op ampにすれば、　14vスイングになるので1.1Ｗほどは出力される。 そんなDIP品あったか？

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YouTube: アンログ　オシロ

まあまあだ。

op ampの動作切り替えがアナログオシロではわかるので、そこを改善しv4として手配した。

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opa1678？　ってのが後段ドライブチカラがあるらしい。差し替えると振幅電圧が3Vほど増加して出力倍になる？。　これ、どこで売ってる？

CLASS AAは　雑誌公開回路のパクリでした。英国で権利裁判に為ってる。

Sandman_AmpClassS.pdfをダウンロード

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某 Hy CAAの動作特性は、　自作オーディオ界における最高のパンク・ロック回路でした.

気ついたのは、真空管ラジオを151台自作した、このオイラです。

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とカソードに4.5Ｖから6Ｖ掛けて使うことが名言されておる。

これはどういうことか？　というとOP AMP　入力PINから12AU7のグリッドに電流を流し込んで初めて成立する(現実にはいやがって遮断されてる）。

結果　歪を増大させてつかう（アンチ　Hi-Fi)だ。

オイラが「カソードフォロア　＋　rail to rail op amp」の構成で　op ampからの逆電流がないようにした例。

それはカソード抵抗56Kオーム時、カソード全体に流れる電流は実測、0.03 mA前後。カソード電圧は1.37v近傍.ここで実験済み。　真空管をいじめる使い方は製造現場では御法度。　事務職のインテリなら球をいじめるだろう。

Hy CAAで　4.5ｖにするにはオペアンプから球側に押し込まれる電流0.11 mAが存在します。NPN　 OP AMPで電流を入力PINから供給します。

球のカソードから出る電流より注入電流が大きくなります。球がどこかで吸収して成立します。コーレンの式を理解してりゃ、こんな使い方はひらめかないわ。　

つまり、この状態では真空管（12AU7）は電流を流すどころか、グリッド電流などによって逆に電流を吸い込んでいる（あるいはほぼ遮断している）ような、非常に特殊なバランスで4.5Vが維持されています。

信号が入ってOP AMPも周波数ゆらぎ　を形成するパーツになりながっておおるようだ。op ampを無理やりΔfさせた　世界初の発明だと思うよ。すんごいわ。

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要点

・入力信号を50K VRで受けた段階ですでに歪んでる.

負荷8から32オームで設計されたダイレクトドライブICが内臓されているので、入力Zは上限5Ｋくらい。　これはaudio回路エンジニアなら既知の事実。

・OP AMPには電源の1/2がかかるので　3番ピンは6Vになろうとする。しかし球は1.4V近辺になろうとする。それにひっぱられてカソード電位がつくられてるだけ。　しかし球からみると47Kオームへは流し込めないのでグリッドで帳尻合わせ。

・3極真空管を虐めてつかった作例。　NPN入力OP AMP を信号方向と電流方向は逆で成立しておるレア　ケース。　PNP入力OP AMPをもってくるのがノンストレスで回路として正しい。

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「NE5532の入力ピン →12AU7→4.5Vのカソード電位」の動作なので、信号はダイオード経由で伝わる。　歪むのです。信号は確実にこの保護ダイオードが原因で激しく歪みます。

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オイラには球を虐めることはできない、無理。

グリッドに電流ながしてよい球はDATA SHEETで公開されてる。

・インピーダンス変換はNE5532で受けているので、真空管はお飾り。球を1N4001に変えて、抵抗足せば成立するね。

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まとめ。

球を虐めてつかっている。エレキアンプとしてスンゴイ。　どうしてエレキアンプとして売らないのか？？。　松下のバケットリレーICをいれれば　エレキ市場にだせるよ。アイデアは公開したよ。

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オイラは、Class A₁ で12au7使う回路（低圧16ｖ印加）を公開ずみ。　そっちに行く。

真空管は低圧でもClass A₁になるのね。　コーレン公式ではそうなるのね。反論はコーレン公式に言ってね。

禁断のヘッドアンプについての　WEBでみつかる特性グラフ。

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上のグラフから　こんなのが作成できる。

禁断AMPは、「初段NPN 入力　OP AMP　」「後段　NPN入力型　OP AMP　」で初めて成立する。

動作理論は、　発明者であるサンドマン博士の100頁論文みてね、詳しくかいてあるよ・

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某siteのように　入り口、出口で位相補償させた場合には、710kHzで発振するので、それを加味して位相補正かける必要がある。

1次RCローパスフィルタ（入力LPF）による位相遅れ θ を求める基本公式：

公開された定数（ R = 2.2 kΩ, C = 4700 pF ）を周波数 f = 20 kHz 時で計算すると：

これをアークタンジェントの式に代入します：

さらにClassAAの出力ブリッジ段（ L と R ）による位相遅れ θ_out の公式：

トータルの位相回転は各段の和となるため、オペアンプ自体の遅れ（ θ_amp ）を無視しても、20kHzの時点で完全にアウトであることが机上計算だけで証明されます：

20khzで60度ほど相ずれる。

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プリント基板の固有共振周波数ってのが存在しており、概ね225khzから250khzあたりで共振発振しやすい。　単純なトランジスタアンプでも基板のlcrをうけて発振するので配置は大切。これは100kcマーカー基板実験中に気ついたわ、。

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テクニクスのアンプは　C とR で多段位相回路で補正しておる根拠は、数式で表現できる。

アンプ特性を実測してりゃわかりそうなわけで、不思議なSITEだ。

Analog Discovery 2　なら10年おちなので、いくらだろう。（ラジオ調整には不向き)

RK-284の進化版：

1 :off  set電圧調整用半固定をいれた。

2: 「NE5532⇒　2SC1815 パラ」だったのを、　NE5532⇒　2SC1815＋2SC3422(カスケード）にしてみた。

音はいいよ。　部品代3000円でこの音ならgood.

YouTube: JF1OZL style エミッターフォロア　アンプ。ne5532 + ne5532+2sc1815+2sc3422 and 2sa1015+2sa1359。sepp amp 。

冒頭の電圧変化:　アイドル状態になるとSEPP センターは中位電圧におちつく。　電源投入時は　動作バイアスに達していないで、投入ボツ音はない。中位電圧は半固定で可変。
RK-284 v３

ne5532⇒　2sc3422 まで直結。
コンデンサーは出口1個、入口1個。
op ampのclass AB動作 をそのまま利用。クロスオーバー歪はOP AMP が支配

Δfはかなり小さいので、スッキリした音です。

六田式アンプの進化版。

通算611作目。

調整手順。

1:電源圧は6～7vに設定する。　15vから始めると過電流で煙がでる部品が発生するので注意。

2 :tp1,tp2電圧が1/2 Vccなるように半固定vｒをさわる。

3, opアンプは、個体差があるので40個ほど用意し差し替えて、青丸の電圧が1/2Vccに近い組み合わせをみつける（±0.4vくらい）

4:1/2Vccに半固定vrを合わせる。　

5, 使用電圧にあげて、1/2vccが成立していることを確認。

6: 注意点　：2SC3422のアイドル電流をあげたくて図中RをさげすぎるとOP AMPのドライブが追い付かなくなる。そこはバランスをみてください。　

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元かいろ

Handbook-of-Operational-Amplifie-Burr-Brown.pdfをダウンロード

OP AMPの論文、1963年。　Burr氏　と　Broun氏の共著。

電流帰還アンプで話題になるサミングノードは、1947年にコロンビア大学のジョン・R・ラガツィーニ（John R. Ragazzini）教授らが発表した著名な論文などで、オペアンプを使って足し算（Summing）を行う回路が体系化されました。

この用語「サミングノード」とバーブラウンが強く結びついているかというと、トーマス・ブラウンらの1963年の論文（ハンドブック）が、この言葉を「世界中の電子エンジニアの共通言語」として爆発的に定着させたからです。

バーブラウン（法人）は、このサミングノードに流れ込むわずかな「バイアス電流」や「ノイズ」が、オペアンプ回路全体の精度をいかに狂わせるかを数式で証明しました。

ヒーリング系（睡眠用BGM、瞑想音楽、自然音など）の広告単価は、YouTubeの全ジャンルの中でも極めて低い部類に入ります。目安としては1再生あたり0.02円〜0.06円程度（0.1円の半分以下）になるケースが多いです。

と云うことは10万アクセスで1万円いかだ。　月間アクセス500万で30万円くらいか、、

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競馬の予想系（競馬、ボートレース、競輪などの公営ギャンブル）の広告単価は、YouTubeの中では高め〜平均以上のレンジに位置し、目安としては1再生あたり0.3円〜0.6円以上を狙えるジャンルです。

土日で10万アクセスくらいなので。日給3万円か、、　月間80万アクセスで48万円。　年間600万円か、　そりゃ　流行るわ。 金曜日で撮像してup。時間単価10～20万円。　すんごい

YouTube: 12AU7 wireless mic. indicator as 6E2. osc as 12BE6. de RADIO KITS IN JA.

YouTube: ロクタル管　ラジオつくってみた。トーンコントロールも入れた。マジックアイも載せた

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基礎研究の実力がないと斬新なアイデアは生まれにくいので、今後は　個人の電子工作分野ではスンゴイものは無理だろう、資金のある法人がなにかつくるとは思う。

あるとすれば　IQ復調を民生TTLでやることぐらいだ。

なぜ「同じ時間」遅れるのか（直線位相）：
現代のデジタルICは、計算によって高域と低域のタイミングがズレないよう、内部に対称性を持ったFIRフィルターという数式回路を組んでいます。これにより、低音も高音も完全に同じ「100ナノ秒」なら「100ナノ秒」だけきっちり揃って遅れます。

なぜ「バラバラになる」という誤解が生まれるのか：
昔の安価なデジタルフィルター（IIR型と呼ばれる回路）や、アナログの「イコライザー（音質調整回路）」に音を通すと、物理的な仕組み（位相特性）のせいで、本当に低音と高音の遅延時間がバラバラになってしまいます。

これを「群遅延の歪み」と呼びます。

2016年以降の優れたオーディオ用ADC/DACチップは、このバラつきをゼロにするために、大量のゲートを使って「均一に遅らせる計算」を行っています。 

AK4497（2016年発表

ES9038PRO（2016年発表）

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ES9039PRO、AK4191 ＋ AK4499EX（2チップ分離方式

・遅延時間をイコールにするために、ICウエハ上では信号通路ルートを同一長になるようにレアウトする。これはLANカードが市場投入された時からの古典手法で40年ほどまえの手法。他にアイデアはないのか？　とは心の声。

・オイラ機械設計屋なので、機能向上をねらうとおおがかりな設備になることは知ってる。雪だるま式におおがかりになるので、さほどよいとは思えない。

IC製造メーカー、販売ルートを巻きこんんでのビジネスなので乗り遅れる会社はいたいだろうなあ。エラーのない取り込みのための多段化もひつようだし、この分野　旭化成がんばってると思うよ。

原子時計クロックでも揺れてジッターになるので、ノンジッターアンプをつくってるのは、世界で1社でしたね。　確かにその音はよい、ジッターがないとこんなに澄んだ音　　と思った。

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日本製で測定器買いたいなあとみてたら、3世代前の測定器のままだったねの。　日本の工場等の要求がないから　audio測定器はとりのこされたのね。

日本の住宅ではノイズ発生源多数なんで、みかけノイズをキャンセルさえて計測する方法に人気がる。　ラジオ系では総合ゲイン100dBあるのでシールド小屋の２重が必須。AUDIO系は不要らいいわ。

Reducing amplifier distortion byA. M. Sandman ：　wireles world  1974年10月号　　　　　エラテイクオフ（Error Take-Off）: 入力信号と、メインアンプの出力信号（減衰させたもの）を比較し、歪みやノイズの成分だけを取り出します。これを別のクリーンな低出力アンプで増幅し、メインの出力信号に逆位相でブレンドすることで歪みを打ち消します。これは「フィードフォワード（前方補正）誤差修正」の基礎となりました。

クラスS（Class-S）トポロジー:　wireles world 　1982年。

Sandman_AmpClassS.pdfをダウンロード

スピーカー（負荷）が「両端の電位差（差動）」だけで駆動する性質を利用した非常にユニークな方法です。メインアンプの歪み成分を、スピーカーの「反対側（マイナス端子側）」に配置したサブアンプから「同じ位相同士・同じ大きさ」で出力させます。結果としてスピーカーの両端で歪み成分の電位差がゼロになり、スピーカーからは歪んだ音が一切鳴らなくなります

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メーカーからの模倣

QUADの「カレント・ダンピング（1975）」:

サンドマンの思想をさらに一歩進め、スピーカーへ大電流を送る「雑なパワーアンプ（ダンパー）」の歪みを、精密な「純A級アンプ」がブリッジを介してリアルタイムに補正（誤差修正）する回路として実用化。

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サンスイが1980年に開発した伝説的な「スーパー・フィードフォワード（Super Feedforward）・システム」

サンスイの回路は、まさにサンドマン氏が提唱した「歪み成分（エラー）だけを抽出し、逆位相にして出力で相殺する」というトポロジーそのもので

サンドマン氏の理論の最大の弱点は「ブリッジを構成する抵抗や部品のバランスが、熱で1%でもズレると、歪みを打ち消すどころか、逆に歪みが増えてしまう」ことでした。
サンスイは、得意の強力な大型電源トランス技術 と、「冷媒（フリーオンガス）を用いた高速冷却パイプ構造」などをアンプ内部に導入し、パワートランジスタの熱を瞬時に逃がすことで回路のバランスを完全に一定に保つという、凄まじい物量と生産技術でこの理論をねじ伏せました

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テクニククス社　CLASS AA : CLASS Sのコピー版。　COプレーヤーSL-P1200 C、

安藤博氏が「多極真空管」を発明し、「中和（ニュートロダイン）増幅回路」などの一連の特許を出願・完成させたのは、大正時代から昭和初期にかけて（1919年〜1920年代半ば）です

1919年（大正8年）: 安藤博氏（当時、なんと若干16〜17歳の中学生）が、世界に先駆けて「多極真空管（4極管）」を発明し特許を出願しました。

1920年代半ば（大正末期）: 真空管の内部容量による発振を打ち消す「中和（ニュートロダイン）増幅回路」などの画期的な周辺特許を次々と確立していきました。

1929年（昭和4年）: 海外の巨大企業（アメリカのハルやハゼルタイン研究所など）との国際的な特許係争の末、最終的に安藤博氏の発明が世界初であると裁判で認められました。

安藤氏の会社はユニパルスとして続いておる。

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松下幸之助氏が安藤博氏から特許権を買い取ったのは、1932（昭和7）年10月

「必要な技術を必要ある者が使えないことは業界発展の妨げになる」 と私財を投じて特許を買い取り、無償開放（男気の発揮）.

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OP AMP 2個の電圧AMP、電流AMP 回路は、 

• 1982年: A.M.サンドマン氏が「Class-S（クラスS）」理論を雑誌wireless worldで無償公開。
• 1984年〜1965年代: テクニクスがその基本理論をコピーして「クラスAA」として自社の手柄のように大々的にマーケティング.

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幸之助氏自身は「日本のエレクトロニクスを発展させるため、他人の天才的な発明（安藤特許）に正当なお金を支払い、みんなで使えるようにして業界を救う」という、極めて誠実で利他的な行動をとりました。

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まねをしてビジネスするなら同意を得る。あるいはプラスアルファーして高性能品を狙うしか道はない。

技術面で嘘をつくwebsite.　youtubeの主流な昨今。「　だまされてる方が悪い」世相です。

1997年9月号に公開とのこと.

テクニクス社が Aubrey Max Sandmanの発明を　勝手につかい「CLASS AA」として　大きく儲けるように、日本人には先行回路考案者に対して尊敬の念がない。パクリチャイナとの差はない。

某社　が　　まねした　と呼ばれる史実をみつけてはある。　

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販売siteでの2利用承諾書の公開がないので、意匠権ではあやしい状態。　　多分アウトぽい。　

中華コピー品に泣かされたたDL4YHFのように、オリジナル権利者を泣かす組織が中国・日本にある。   違法漫画ダウンロードみたいなものだ。

製品：NE612は　2000年の落雷起因火事で工場はまるごともえた。ここ。

版下も燃えたので1999年までのNE612 と　2000年秋以降のNE612は性能がちがう。後期NE612は差動出力性能があがっており、単独4PINからの出力はほぼない。

回路図通りの性能がほしいなら　タンポ印刷のNE602,NE612を使うこと。

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権利裁判は、実際に入ってきた金額を権利者に支払うのが日本の法律。オイラが務めておったFA製造会社では権利裁判・特許裁判を起こされてリンテックに2億円支払った。2000年冬のこと。これ業界で話題になったので知っておる人間は多数。

ボランテイアだからセーフとの判断は米国にいる権利者が行う事柄。辺野古での転覆事故もボランティアだから、、とのセリフで逃げている。

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ふーん、MRX-40進歩性はどこにあるのかはわかりにくいし、差動出ししてゲイン稼いだのを捨ててるし、謎が多い。中身は、1988年　QST誌　Neophyteの簡略版。固定CH化しただけで受信幅を狭めておる。

3端子レギュレータはノイズ発生源なので、　要注意。

1：SA612なので主出力はPIN5になる。　これオイラ実験結果を公開ずみ（NE612とSA612のちがい）　それを知ったらPIN5だけから取り出して終了。　コンデンサー1つ分　コストダウンできる、

2:差動相出力を　コンデンサーで1つに結同すると3割ほど信号は減る。それを知っているなら工夫の回路がすでにある。

3：・LM386を9Vで駆動させるは悪手。ささいなことで発振する。　ここはNeophyteとおなじように6Ｖが安全。　低ESRコンデンサーの普及により、出口に大きいＣを付けるとLM386は簡単に発振する。50V330uFでは発振しないが、16V330uFでは発振気味になる

4: バリキャップを使うと時間とともに受信周波数が変わっていくので、実用面ではバリコンより劣る。　おまけにQがバリコンより3ケタほど劣るので、OSC強度は弱くなる（感度面は下がる設計）

まとめ：

1：このMRX-40は、Neophyteより　後退した内容。

2：意匠権・著作権利関係が妖しいので、いま買えない。　違法コピーでないのであれば買える。

ARRLならばPDFで使用同意書交付してくれるはず。印刷物に対しての権利もARRLが同時に主張しておるので、2次利用時の同意はかならず必要。

用語「　2次利用　」を知らない年寄り世代の可能性もあるが、それはそれ。

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1988年　QST誌　Neophyte

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オイラのは機能追加してあるので　特許権　著作権ではセーフ。

NE612のPIN4,PIN5をすぐにCで結合するのは悪手。位相起因で面倒になるので、少し下流でハイカットCを入れる。

audio系のアンプは　入力信号（電圧変化）をもらって、増幅させて出力する。　その時の供給エネルギーに対しての出口エネルギーが、効率（能率）として表現させる。　音に変換する際の効率はsp特性に依存するが、半導体sepp総合効率としては10%から15%くらい。　ぺるけ氏のsiteで公開されている電流、電圧、出口8オームでの電圧をさらっと計算すると　sepp タイプで20%は超えない。

アレキサンダー氏(PMI社員）はCFAで有名である。その元回路は、OP AMPの消費電流2mA.  それにQ1で制限かけるのでOP AMPからの出力がない動作点に合わせるトリマーVRがある。

[ALX-03はIV変換器動作が、中動作から開始」　なのでアレキサンダー氏の回路とは思想が違う。コンプレッサー動作に該当する。

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AIから

差動対の場合

完全に理想的な条件を仮定すると

• 入力差電圧が 0
• 2つのトランジスタの特性が完全に一致
• 温度も完全に同一

という状態なら、理想的には片側に電流が寄らず、ちょうど半分ずつ流れます。

しかし現実には、差動対は常に次の要因で「どちらかに寄る方向の力」が働きます。

• Vbe のわずかな不一致
• β の違い
• 温度差
• 入力オフセット電圧
• 抵抗値や配線のばらつき

そのため、たとえ信号が 0 でも、テール電流 Itail は「きっちり半分ずつ」にはならず、
ごくわずかにどちらか一方に寄るのが普通です。

カレントミラー負荷の差動では

片側のコレクタ電流をミラーでコピーして、もう一方に引き込む
そのコピー電流も、元の側の電流に応じて変化する

ので、単純な「抵抗負荷差動」と比べると挙動は少し違いますが、

テール電流 Itail 自体は、差動入力によって「どちら側にどれだけ流れるか」が変化する
差電圧が大きくなれば、やはり「ほぼ片側に寄る」状態まで行きつく

という意味では、“片側に電流が寄る現象そのものは、ミラー構成でも確実に存在する”と考えて差し支えないです。

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差動対の基本式（指数関数モデル）

エミッタ共通でテール電流を Itail とし、左右のコレクタ電流を I1, I2、ベース間の差電圧を ΔV = Vb1 − Vb2 とします。
シリコンBJTで、温度電圧を Vt（約 26mV＠室温）とすると、よく使われる近似は:
電流の分配

I1 = Itail · 1 / [1 + exp(−ΔV / Vt)]
I2 = Itail · 1 / [1 + exp(+ΔV / Vt)]

同じことをハイパボリック関数で書くと

I1 = Itail · ½ · [1 + tanh(ΔV / (2Vt))]
I2 = Itail · ½ · [1 − tanh(ΔV / (2Vt))]

ここから読み取れること

ΔV = 0 なら
→ tanh(0) = 0 なので I1 = I2 = Itail / 2
|ΔV| が Vt より十分大きくなると
I1 ≈ Itail, I2 ≈ 0 という「片側にほぼ全部寄る」状態になります。

つまり、

理想モデルでも、「差電圧が大きくなれば片側に電流が寄り切る」ことが数式で明示されている

• 「実用上ほぼ片側」
  → 差電圧が、およそ ±100mV 以上
• 「完全に片側だけと見なしてよいレベル」
  → ±150mV 以上

というくらいを目安にしておくと、直感と数式がだいたい一致します。

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テール電流5mA時、差電圧30mVであれば、

• 片側のトランジスタ：
  約 0.76 × 5mA ≒ 3.8mA
• もう片側のトランジスタ：
  約 0.24 × 5mA ≒ 1.2mA

本当？？　との思い。

この考えでいくと差電圧が1Vになるように信号を受けると片側は　お仕事してない。差動対が片側負荷であれば2個のデバイスを揃える根拠は薄いね。

• 差電圧 1V は、熱電圧 26mV の約 40倍近いオーダーなので、理論式上は tanh がほぼ 1 になります。
• テール電流 Itail は、ほぼ完全に片側のトランジスタに流れ、もう片側はほぼカットオフです。
• 差動対として見れば「片側オン・片側オフ」の状態なので、実質スイッチング動作とみなしてよいです。

最大動作電流を見越した回路にする場合、能動デバイスが消費してくれないとややこしくなる

という感覚をベースにまとめると、IV変換器設計としては次の優先順位になります。

1. まずは
   「想定する信号領域のほとんどを、能動デバイスが CLASS A 的に食べる」ように
   アイドル電流やテール定電流を決める。
2. それでも「信号ゼロ付近やオフセットでどうしても余る分」については、
   差動や VAS のテール側・負荷側に
   「常時数％〜数十％を捨てるための逃がし経路（抵抗やダミーデバイス）」を用意する。
3. その結果として、電源や配線から見た電流は
   • ベースラインは「定電流値＋α」でほぼ一定
   • 信号による変動は、その上に乗る微小なリップル
     という扱いやすい形にしておく。

これが、最初に言われていた「CLASS A寄りでアイドル > 信号変化にしておくと安全」という思想と、定電流源の余剰の扱いが一番きれいに噛み合うポイントだと思います。

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と定電流回路の余剰の処理と　差動対の動作がAIからかえってきた。

差動対と定電流のことは、ギルバート氏の論文で1968年に公開されている。

。gilbert.pdfをダウンロード。

　差動対で特性そろえる必要範囲　Vbe=5mV. hfeは10%