RADIO KITS IN JA　

100Hz～140kHzまではフラット　。　もちろん位相補償用コンデンサーはつかってない。

3dBおちだすのが40Hz.  この音が聞こえるヒトは商業電力の60Hz,50Hzは聞こえておる。

おいらも高校生のころまでは　電力線からでる音はきこえていた。

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Ｒ7、Ｒ8を1.3KにしてSEPPのアイドル電流ふやしてLM6482の動作が軽くなるか？？　とトライしたら、seppの片側だけ昇天する。

　負側電源の接続点がよろしくなく、鳴らしていると、負側接続点に近いseppだけショートになる。もういちど基板手配。

seppのエミッター抵抗は1.8オームがいいかんじだ。　

R7,R8は前の値2.2Kがベターぽい。

AN-211_Alexander_Amplifier.pdfをダウンロード

🧭 サミングノードとの対応

Alexander の FIG14 でいう

• low impedance current summing node

に相当する場所は、本来

• 反転入力に相当する一点に
• 入力信号側とフィードバック側の電流が「合流する」ノード

ですが、ALX‑03 では

• IN1〜IN3 周辺が複数ノードに分かれており
• そこに戻ってきているのは、SEPP出力の電圧を分圧した信号

なので、Alexander が強調した「電流サミングノード」というよりは
一般的なオペアンプの「電圧帰還サミングノード」に近い挙動になっています。

🧩 もう一度図を言い換えると

禁断のヘッドホンアンプ基板を購入したら、1960年代のオペアンプ位相発振器回路とイコールだった。結果発振した。　そこで、設計に対する疑念が生じて、ALX-03を調べた。単にそれだけ。結論はALX-03回路が示すように電圧帰還型。LM386の豪華版と呼ぶのが正しい。電流帰還は？？？？である。

アレキサンダー氏をADIの社員と紹介しておることは、これも嘘、

彼は、PMI社IC回路設計エンジニア。PMIのICを使った回路で論文をかいている

以下、長いけど読んでね。アレキサンダー氏の論文は矛盾しているところが 1つはあるので、注意だね

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AESでの論文：A Current-Feedback Audio Power Amplifierでの闇。

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X1の電流変化をIV変換する。I Ｖ変換器は、「アイドリング電流とイコールあるいは5%ほどマイナス側に振る」のがアレキサンダー論文。差動回路でミラーリングした信号で後段をドライブ。終段からの電流帰還（電流大小）を受けるのは元信号側バッファ。電流のまま突っ込むのが味噌と論文中に説明されてる。　

VI変換にウィルソン・カレントミラー（Wilson Current Mirror）」採用。

これで

アレキサンダー方式のポイントを理解できたところで、次に進む。

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「アレキサンダー方式の要である電流＝ゼロになる」ところがALX-03回路にない。これが致命的。　電流変化検出部が？？？？。

実は、ALX-03はLM386と同じ電圧帰還制御回路でした。部品を多数配置し偽装させてるが、LM386と思想はおなじ。

アレキサンダー氏の帰還信号は、よりSPに近いポイントからもってきてる。　配線長起因の0.▽▽ミリオームでも、少しでもスピーカ端に近くとのアレキサンダー氏の思いは結線図からよめる。

アレキサンダー氏が、「　AN-210で 電圧帰還制御 としておる模式図　」(下図）　とALX-03はイコールなんだよね。　　　某回路は、OP AMPの（＋）と（ー）に多少はいってるからね。支配性についてはオイラ計算してない。

結論、ALX-03　はアレキサンダー氏提唱回路とは完全に違う。冠はついているが回路は電圧帰還なので、LM386の高級版のイメージで捉えるのが正しい。

オイラがみてもLM386と同じ電圧帰還回路なので、AIの回答は正しいね。

U1Bが支配的であり　U1BとU1Aの持ち分は、320：1　.

電流帰還回路では　仮想グランド　（ゼロボルト）になる結線点が存在する。実測10ミリボルト以下の電圧になるが、アレキサンダー理論ではゼロボルト。この結線点がalx-03にはないので致命的に電流帰還形からはずれる。　

OP AMPの内部NFBは電圧分圧型なので　帰還電流は直に（－）ノードにいれる。アレキサンダー氏の言葉通りの動作させる方法。

Q1による電流制限が計算値7mA前後になる。アイドル電流ぬいて3mA程度の変化もできる。

アレキサンダー氏のようにIV変換させたいなら、電流値はアイドル電流の2mAにまで絞ること。現状は中途半端。

Q1を止めて、単純抵抗にするか？　NE5532へは±13V電源回路を組むのが安全。この回路でのQ1は真値電流を制限しておるので、ソフトコンプレッサー系の回路でみかけるものだね。

OP AMPは　ゲイン120dBの品を選定のこと。

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差動入力回路は電話回線のノイズ除去回路でスタートしたのね。途中で世界大戦のレーダーに使えることがわかってスイッチ用途が増えたのね。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

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2020年6月に販売開始アナウンスがあり、基板販売開始。

YouTube: 燃えた2SC2120+2SA950 をとりかえたよ。　実測値　：MAX 　11mWの音だよ

オームの法則によれば11mW.  

スピーカーもなるし　OKでしょう。

　2SC2120のアイドル電流が 20mAあれば完全A級なので、測ってみようよ

と1オーム抵抗に37mV掛かるので　電流は37mA.   出力からみて　完全A級どうさ中。

ただし、2SC2120の許容損失　600mWの50%ほどになる。　安全側に倒すとエミッター抵抗は1.3オームから1.5オーム。

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現回路定数で　2SC1384 + 2SA684 なら、許容損失1Wなので温かくならないと。

最初に信号で飽和するのが、LMC6482。　

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LMC6482の完全A級動作　判定は4ピンのアイドル電流I baseを観測し。　

フルパワー時の電流  Imax をはかること。　  Imax　<   1.4 x 　I base なら完全a級

と確認したら、アイドルを中華テスターでみたら5mA.　う～ん。すでに電流が大きい。data sheeと整合しない　lmc6482.

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8番ピンに0.43オーム経由でVcc印加 .電流は30ミリアアンペアなのでLMC6482は悲鳴をあげておった。　

　あるいはエミッター抵抗を1.8オームにするか？

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エミッター抵抗を1.8オーム。　2オームだと完全A級の境目なので、1.5オームから1.8オーム指定。

2SC2120+2SA950で11mW かわらず。 2SC1384 + 2SA684もOK(対熱性向上：出力変わらず）

最初に信号で飽和するのが、LMC6482。これが出力の壁になってる。負圧発生のdiodeは7連だが、マイナス5.3v超えるので、6連で使うのがよいと思う。ここはテスターで実測し4.3v～4.8vになればok。

ヘッドアンプとしては余裕出力11mW.

RK-373v1.

12AU7は完全A級動作。（カソード電位が1.49V超えなのでコーレン式から判断）

SEPPも完全A級動作。(バイアスと出力から判断）。AI君のお答え。

　LMC6482が　AB級動作（これをクリアしたいね）

7769.pdfをダウンロード。

山水　田中氏論文は1981年公開。

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1991年ではMark Alexander氏は、Precision Monolithics Incの社員。

a_currentfeedback_audio_power_amplifier.pdfをダウンロード

• 子会社（リプロワーク）： 病院の重大なデータが入ったHDDを転売するという大失態を起こし、公式に謝罪しています。委託元の国立病院機構からも警察に刑事告発されています。

親会社（エア・ウォーター）： グループの最高責任がある立場

ごめんなさいがない親会社

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HDD流出が起きる前、エア・ウォーター自身が6年間にわたり212億円もの利益を水増しする嘘の決算を行っていたことが判明しました

pdfFile.pdfをダウンロード

12AU7を　Class A₁ でつかう　X-YAHA。

マイナスボルトも5.5V程度でてしまったので、ダイオードをひとつスルーして　マイナス4.3Ｖくらいにした。

YouTube: 「2sc2120+ 2sa950」にアイドル電流ながしすぎて　お亡くなりなった「ブッツ音」

終段には18～19Vほどかかる.  YAHA（13V印加）アンプと同じ　定数で通電確認中に半導体がおなくなりになった。

球がClass A₁

電流boosterもClass A₁　にしたいの。

アイドル電流の1.4倍電流値まではClass A_{1　。（peak電流が2.00倍を超えないように）}

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対策としては、マイナス電圧を少し減す

あるいは　電流を絞る。　AI君にきいても　適正とは思えない数字を返答してくるので実験しかない。

中華テスターではノイズを拾って　、アナログ数値の1.6倍ほど膨らんだ数字になったので当てにならないわ。

トランプ氏があきれていたが　イスラエルはとことんやりたいらしい。

オイラの見立てでは「8月20日までは　ドンパチ中。　和平調印は10月　」とみておる。

ユダヤ人であるゼレンスキー閣下も、独裁政権継続中でなによりです。

「技術的な定義の矛盾を整理し、電子工作ファンや消費者が誤った認識で商品を選ばないための注意喚起を目的としています」

ノイズレス品を使うのが設計なんだが、低ノイズを選別してつかってね　とはないのね。

都合が悪くなると掲示板閉鎖する実績が3つはあるって　AI君がいうのね。

？？？？？？？？？？？？？？？？？？？

ホワイトノイズの原因は、部品起因。

内部雑音が大きい部品がある。　経験的には3端子レギュレタ、ツエナーダイオード、整流用ブリッジダイオード。マイコンIC. LED駆動IC　　半導体はノイズ源になりがちなので注意。球はメーカー傾向がある、　　ヒータ起因ノイズが小さい真空管は　シャープ(三洋)の製品。、

部品を交換してノイズが変化するならば、部品がハズレですね。　回路を変えても部品起因ノイズであればノイズ変化しない。

ホワイトノイズって言われだしたのが1970年頃。　「抵抗であれば材質的に△△がホワイトノイズが小さい」のエンジニアレポートも頻繁に見かけたが、近年は　そのような基礎研究レポートは見掛けない。　

「ac:acトランス不搭載の電源」が主流なので、　電源起因のノイズを理解できないオツムが主流になってきた。　自称オーディア愛好家が　「ノイズ発生装置であるスイッチング電源」を使ってアンプ自慢しているweb siteをみるので、老人の耳に近いんだろうと思う。

「電源起因のFM変調化されたΔFの音を聴いて、迫力がある」なんて言い出すので、ギャグだとおもってみている。

電源様子をオシロで見ることから初めてほしいね。ホワイトノイズであればオシロでみてもそうなっている。　スイッチング電源のon/off周波数が原因であれば　オシロで動作周波数の特定はできる。

　スイッチング電源はノイズが強い。スイッチング動作させるとノイズの集合体になる。そこに加えて制御系が100kHzから3MHzのどこかで微妙に発振している。  トドメとして、「ノイズ源であるツエナーダイオードが　基準電圧生成目的で採用」されているからだ。　　　　　　　こんな低性能な電源でオーディオを聴くのには、オイラは飽きれる。　　そうとうに耳感度が悪いことも想像に難くない。

3端子レギュレータは100kcから上で動作させるメーカーが多いので、アンプの周波数特性を確認するのであれば1MHzまでは波形をみること。電源デバイス起因のノイズを見つけられる。JRC製品は200KCから400KCで制御しておる

制御デバイスの動作論理ではノイズ源になる。そこでノイズが判らない商品を選ぶことをお薦めする。傾向としては「thomson系 philps系欧州メーカーではノイズが判らない商品が多い」とは云える。日本発祥の会社は駄目だ。　米国メーカーも駄目だ。クラシック音楽発祥の地は、DNAに刻まれた耳特性がよい。

　　「測定器メーカである目黒あるいは菊水の電源はブーン音もしてこない上質な電源。50年まえの製造品だが、ケミコン劣化がかんじられない商品」である。

乾電池との差が判らないほど上質であった。　　トリオはワンランク落ちる。　　　　アルインコは昔　ダメダメだったので　疎遠になった。　アイコムの電源も音が汚いことで知られていたが　最近は知らん。

　整流ダイオード、信号用ダイオードでも不幸にノイズ源になることは時折ある。この場合　部品起因のノイズで、聴感でばれる。同一ロットにおいて、ノイズになる個体と　ノイズにならない個体の2通りあるのでややこしいい。　つくる際の接合具合の優劣でノイズ化するように見ている。　

LM317では本家製品はノイズ源になる。しかしノイズに成らない製造元も存在するので、ノイズレスなライセンス生産品を使う。　ノイズにならないメーカーのは　他型番ICでもノイズにならないので、ウエハー上でパターン生成時に使う薬液に依存する可能性もある。

日本人の技術低下はそうとうに酷いと痛感する日々だ。回路図よめなくて、データシートよめないことは自慢してるwebsiteもある。支援者がとても多いので不思議だ。

まれに整流ダイオードが不良でノイズ源になるが、それは通電してから判明する。　それだったら不良ダイオードを交換するだけのこと。　

製作経験が少ないと「ダイオード不良でノイズ発生」を知らんらしい。可哀そうだね。

audio系のアンプは　入力信号（電圧変化）をもらって、増幅させて出力する。　その時の供給エネルギーに対しての出口エネルギーが、効率（能率）として表現させる。　音に変換する際の効率はsp特性に依存するが、半導体sepp総合効率としては10%から15%くらい。　ぺるけ氏のsiteで公開されている電流、電圧、出口8オームでの電圧をさらっと計算すると　sepp タイプで20%は超えない。

アレキサンダー氏(PMI社員）はCFAで有名である。その元回路は、OP AMPの消費電流2mA.  それにQ1で制限かけるのでOP AMPからの出力がない動作点に合わせるトリマーVRがある。

[ALX-03はIV変換器動作が、中動作から開始」　なのでアレキサンダー氏の回路とは思想が違う。コンプレッサー動作に該当する。

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AIから

差動対の場合

完全に理想的な条件を仮定すると

• 入力差電圧が 0
• 2つのトランジスタの特性が完全に一致
• 温度も完全に同一

という状態なら、理想的には片側に電流が寄らず、ちょうど半分ずつ流れます。

しかし現実には、差動対は常に次の要因で「どちらかに寄る方向の力」が働きます。

• Vbe のわずかな不一致
• β の違い
• 温度差
• 入力オフセット電圧
• 抵抗値や配線のばらつき

そのため、たとえ信号が 0 でも、テール電流 Itail は「きっちり半分ずつ」にはならず、
ごくわずかにどちらか一方に寄るのが普通です。

カレントミラー負荷の差動では

片側のコレクタ電流をミラーでコピーして、もう一方に引き込む
そのコピー電流も、元の側の電流に応じて変化する

ので、単純な「抵抗負荷差動」と比べると挙動は少し違いますが、

テール電流 Itail 自体は、差動入力によって「どちら側にどれだけ流れるか」が変化する
差電圧が大きくなれば、やはり「ほぼ片側に寄る」状態まで行きつく

という意味では、“片側に電流が寄る現象そのものは、ミラー構成でも確実に存在する”と考えて差し支えないです。

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差動対の基本式（指数関数モデル）

エミッタ共通でテール電流を Itail とし、左右のコレクタ電流を I1, I2、ベース間の差電圧を ΔV = Vb1 − Vb2 とします。
シリコンBJTで、温度電圧を Vt（約 26mV＠室温）とすると、よく使われる近似は:
電流の分配

I1 = Itail · 1 / [1 + exp(−ΔV / Vt)]
I2 = Itail · 1 / [1 + exp(+ΔV / Vt)]

同じことをハイパボリック関数で書くと

I1 = Itail · ½ · [1 + tanh(ΔV / (2Vt))]
I2 = Itail · ½ · [1 − tanh(ΔV / (2Vt))]

ここから読み取れること

ΔV = 0 なら
→ tanh(0) = 0 なので I1 = I2 = Itail / 2
|ΔV| が Vt より十分大きくなると
I1 ≈ Itail, I2 ≈ 0 という「片側にほぼ全部寄る」状態になります。

つまり、

理想モデルでも、「差電圧が大きくなれば片側に電流が寄り切る」ことが数式で明示されている

• 「実用上ほぼ片側」
  → 差電圧が、およそ ±100mV 以上
• 「完全に片側だけと見なしてよいレベル」
  → ±150mV 以上

というくらいを目安にしておくと、直感と数式がだいたい一致します。

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テール電流5mA時、差電圧30mVであれば、

• 片側のトランジスタ：
  約 0.76 × 5mA ≒ 3.8mA
• もう片側のトランジスタ：
  約 0.24 × 5mA ≒ 1.2mA

本当？？　との思い。

この考えでいくと差電圧が1Vになるように信号を受けると片側は　お仕事してない。差動対が片側負荷であれば2個のデバイスを揃える根拠は薄いね。

• 差電圧 1V は、熱電圧 26mV の約 40倍近いオーダーなので、理論式上は tanh がほぼ 1 になります。
• テール電流 Itail は、ほぼ完全に片側のトランジスタに流れ、もう片側はほぼカットオフです。
• 差動対として見れば「片側オン・片側オフ」の状態なので、実質スイッチング動作とみなしてよいです。

最大動作電流を見越した回路にする場合、能動デバイスが消費してくれないとややこしくなる

という感覚をベースにまとめると、IV変換器設計としては次の優先順位になります。

1. まずは
   「想定する信号領域のほとんどを、能動デバイスが CLASS A 的に食べる」ように
   アイドル電流やテール定電流を決める。
2. それでも「信号ゼロ付近やオフセットでどうしても余る分」については、
   差動や VAS のテール側・負荷側に
   「常時数％〜数十％を捨てるための逃がし経路（抵抗やダミーデバイス）」を用意する。
3. その結果として、電源や配線から見た電流は
   • ベースラインは「定電流値＋α」でほぼ一定
   • 信号による変動は、その上に乗る微小なリップル
     という扱いやすい形にしておく。

これが、最初に言われていた「CLASS A寄りでアイドル > 信号変化にしておくと安全」という思想と、定電流源の余剰の扱いが一番きれいに噛み合うポイントだと思います。

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と定電流回路の余剰の処理と　差動対の動作がAIからかえってきた。

差動対と定電流のことは、ギルバート氏の論文で1968年に公開されている。

。gilbert.pdfをダウンロード。

　差動対で特性そろえる必要範囲　Vbe=5mV. hfeは10%

少し考えてみた。　ttlを使うよ・

スルーレート（Slew Rate：SR）とは、電子回路において「入力信号の急激な変化に対して、出力が単位時間あたりにどれだけ素早く追従して電圧（または電流）を変化させられるか」を表す性能指標です。

信号源の仕様は、EIAJにはありません。波形指定もありません。

指摘の通り、一般的な半導体デバイス（オペアンプなど）の「スルーレート」そのものを単独で定義した独立したJIS規格や、その測定方法だけに特化した専用のJIS測定器規定は存在しません.

オイラもEIAJみたが記載ない。

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• 入力: 立ち上がりが十分に速い理想的な「矩形波」を入れる。
• 出力: 画面に表示された出力波形の「10% から 90%」または「30% から 70%」の電圧変化幅と、それにかかった時間をオシロスコープ上でカーソル計測・計算する。

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すきまがある分野なので、廉価な信号源をつくりましょう。

これ　100KC STEP MARKERの中間波形。

オーバーシュート防止に15PF.  ダンピング抵抗560オーム。負荷がトランジスタ。

「AI君がこれベースにしろ」と云うのね。　100KC で　±50PPM.

99.995KCから　100.005KCで表示。　

周波数は、100KC、200KC、500KC、1MHz　上。

500kcだと　ラジオ向けになるから、200kcあたりがいいかな？

出力は電圧いっぱいにでるの　：　　　5v.  下限199.990khz

audio amp で電圧ゲイン3倍あれば　どこかの基板屋 と非常ににた結果になる

(出口の波形しか公開されない闇）

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立ち上がりは急だよ。　頭の丸いのはオーバーシュート防止コンデンサーを実装してるから。

「後段にnand 入れて固めろ」ってAI君が云うのね。　NANDは6V駆動なので　もぅと急峻波形になる。　200kcタイプを購入した。2週間すりゃ届くだろう。届いたらオイラの基板も測ってみよう、180になったりして、、、。ストレージ機能がないので、どうなるか、

ルールがない世界なので、スルーレートの高い信号源が存在し、遅延要因のCがないアンプならば入力波形と相似なのがでてくる。　前段直結であれば遅延要因はTR のCob と基板から浮遊容量。

しかし基板は220kcから250kcあたりに共振点があるのだから、

「基板の電気的な共振点（または配線の共振周波数）に近い周波数を使うと、見かけ上の信号遅延（伝搬遅延）の要因が減る（あるいは打ち消される）」という現象は、高周波の伝送線路理論において物理的に正しい現象です。

某基板屋は知ってて数字つくってる感じもうよめる。

急峻な矩形波で周波数を連続可変できる信号源の市販品は15万円からあるくらい。MFG-2260M

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HD600のRAWデータ（生データ）にある3kHz〜4kHzのなだらかな山は、人間の耳の穴（外耳道）が自然に持つ共振を完璧に計算して作られています。

そのため、脳が「音を補正する」必要がなく、聴き疲れが起きません。

MDR-M1STは、「能が音として認識しない低域特性がすぐれておる」　おそらく聴いていて肩がこると思うよ。

超低域の環境ノイズがそのまま耳の中に再現され続けるため、このヘッドホンを長時間つけていると、聴感上の音量は小さくても脳がリラックスできず、睡眠の質が落ちたり不眠を招いたりする原因になり得ます。イライラする遠因かな？？？

　日本は音響工学ではおくれてると思うよ。

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もうひとつ。　ヘッドホンが焼損後にリレーで断します。高校でシーケンサー学んでる学生でも理解できるほどの応答時間の遅れ。

ヘッドホンアンプ用プロテクタ基板 PRT-03:

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ヘッドホン分野で、

AUDIO聴いていてPAEK電圧、電流の分布確率は公開されている。　それから逆算すると信号周波数のセンターは1.25kHzに算出されておる。

　peak状態長さは概ね0.1ミリ秒程度（平均）：　ジュール熱により加熱が開始されるより速くpeakは去ってゆくので焼損はしない。

今回電源電圧が36Vなら　ボイスコイルは5ミリ秒で80度に到達。

印加電圧15Vならボイスコイルは25ミリ秒で80度に到達.

高周波デバイス並みの　160V/usで動くaudio基板が公開されておった。

魚拓はここ。

ALX-03 Rev.3

エビデンスが地球上に存在しないと　ai君が主張する。

しかたないので、算数面だけでも検証を掛けてみよう。

LME49720が 20V/μs　なので、　彼はICメーカーをも超えるチカラがあるのだ。

AD8041（アナログ・デバイセズ）は160MHz帯でのＲＦアンプで 160V/μs。

つまりALX-03 Rev.3 は　160MHz高周波アンプをわざわざaudioで使っているのだ。

Keysight 33600Aを信号源で測れるのだ。

1kHzのaf信号は0.08V.usなのだ。　基準信号100khzで8V/usになるのだ。2MHz信号で初めて160v/usなのだ。　方形波定義はieeeにもなかった。　日本規格にも波形定義ない。

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 10W（8Ω）における正確な電圧・周波数計算

まあ、彼は　2MHz 帯　　10wの送信機設計したわけだ。　RFに無防備なので1000%発振するね、

もちろん　動作検証はaudio帯域ではむりなので、短波帯でテストしたはずだ。　しかしそのエビデンスがないんだって、不思議だね。 

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Keysight 33600Aを信号源にすると　法人契約だけなので。どうやったか？。　

アクティブプローブと　オシロ（400MHz？）でまあ記録データで吐き出してくれるので、それをはりつければいいね。エビデンスをみたいよう。

AI君は　ここ。

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positive-going slew rate
The slew rate for an output voltage that is increasing with time.

negative-going slew rate
The slew rate for an output voltage that is decreasing with time.

立下りだけ遅延して表示してくれる1054.

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ノイズの出方が不自然ってAI君が云うけど、どうなの？

PICで造ったジェネレータらしいわ。「CLOCKの端数からみて、自作品」とのAI君判定。

まあ、出口しかない点で妖しさ満杯。

「PICよりも高速なジュネレータをつくれ」ってAI君が云うのよ。100KC 水晶は沢山あるし 74AC00もあるし switching fetもあるし、どうする？　

3段重ねにしろっていうのよね。　

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中華製100kc だとこんな感じ。　「100kc step marker 基板なので後段に　trが2個。」が直接続なので　5v 生成だが、2.5vほどに下がってる。　これで1個250円なのね。

鈍りは負荷がやや重たいからなのね。

これにnand 2発でいいとおもう。

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これらは拾ってきた。ノイズの出方はごく平均。

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千石から購入した基板・基板開発者の測定中写真も動画もHITしないのでエビデンスがみつからない。

2000円？で購入して、製作したら発振モードになった。アンプでなくて発振器。710kHzあたりで発振中。

「2つのop ampでフェーズシフト発振回路」とイコールなので、帰還量が達する周波数で発振して当然。

　AIに聴いたら英国人の発明をパクッた会社がある　と判明した。そりゃ発明者でないので、日本人による動作説明は眉唾なわけだ。

YouTube: 禁断のヘッドホンアンプ基板を購入し　部品実装した。NXP NE5532を載せて通電してみたら、　自己発振モードになった。

発振モードになる理由は　ここに公開済み。CQ出版社の「OP AMP回路の設計」で学習している方は発振器になることが理解できると思う。

2024年5月5日公開済みの　JF1OZL style amp

YouTube: JF1OZL style .Emitter-follower-power-amplifier. test2. This model is RK-284.

終段は2sc2120 + 2sa950

このアンプは　それなりに動いたが　出力が小さい。　

RK-284V2でリリース中。

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出力UP版を実験中。

boosterを　2sc3422 +2sa1359 に　替えて　いま苦戦中。　v3 でリリース予定。

だめかも、、。　lowerだけが発振するのね。

　中押しを小さくする？？？　ぐらいしかおもいつかない。　　CW系をやろう。