A Current-Feedback Audio Power Amplifier の4頁以降の日本語訳
電流帰還型オペアンプが導入された主な理由は、電圧帰還型アンプに見られる閉ループゲインに反比例する帯域幅の変動を克服するためです。
電流帰還型オペアンプが導入された主な理由は、電圧帰還型アンプに見られる閉ループゲインに反比例する帯域幅の変動を克服するためです。
The main reason current feedback op amps were introduced was to overcome the bandwidth variation that is inversely proportional to closed-loop gain found in voltage feedback amplifiers.
電流帰還型オペアンプが導入された主な理由は、電圧帰還型アンプで見られる閉ループゲインに反比例する帯域幅の変動を克服するためです。
The main reason current feedback op amps were introduced was to overcome the bandwidth variation that is inversely proportional to closed-loop gain seen in voltage feedback amplifiers.
入力バッファの動作は、R 1 に有限の電流を強制的に流すことです。この電流は、R 2 のほぼ等しいが反対の電流とバランスをとる必要があります。これら2つの電流の差は、低インピーダンスの反転端子に流入または流出する誤差電流となります。この誤差電流は、R t と Cc で構成されるトランスインピーダンス段にミラーリングされ、電流から電圧への変換が行われます。
ここで生成された電圧は、別のユニティゲイン段によってバッファリングされ、メインアンプ出力に供給されます。
なぜなら、 小信号トランス抵抗Rtの値は非常に高い（通常数MΩ）ため、ノード2の電圧を数ボルト変化させるのに必要な誤差電流はごくわずかです。したがって、定常状態において反転入力端子に流入または流出する電流量は極めて小さくなります。したがって、帰還回路は、比較的小さな抵抗値で構成されているにもかかわらず、入力バッファの出力に対する実効負荷は非常に小さくなります。この増幅器の伝達関数を導出するには、ノード1と2でKCLを使用する必要があります。ノード1では、次の式が得られます
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疑念1
PMI 社員のアレキサンダー氏が電流帰還アンプ模式図と主張しているFIG2だが、V1の表記がない。
疑念2
また電流の総和がゼロとなる端点は、どこなのか？
Voからの帰還電流は Vo点下流の負荷大小で値が変わるが 何故に無視しているか？
R2がスピーカーであれば 誘起電圧も生じてこんな単純式にはならない。
疑念3
Rinv,R2,R1の交点を監視してRinvに逆流しないようにリアルタイム制御が必要になるはず。許される処理遅れ時間としては20ナノ秒程度か？ その交点で迷電流が生じないことを望む。
疑念4
入力バッファの動作は、R 1 に有限の電流を強制的に流すことです。ここで生成された電圧は、別のユニティゲイン段によってバッファリングされ、メインアンプ出力に供給されます。
この主張だと入力バッファからの出信号は、メインアンプと無関係でVoに供給される。メインアンプなくても音がでる回路だと説明してました。
つまり R2上流側、下流側での電位差があり、入力バッファーから出信号は出口にでてくる。これ「電流の総和イコール ゼロ」の説明と矛盾しておる。
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まとめ。
物理学観点からみて 疑義情報多数で、信じては駄目な論文。 もっと科学的に説明している資料を探したほうがよい。 米国内で評価低い理由も判った。
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